磁盘控制新版系统.doc

《磁盘控制新版系统.doc》由会员分享，可在线阅读，更多相关《磁盘控制新版系统.doc（23页珍藏版）》请在得力文库 - 分享文档赚钱的网站上搜索。

1、规定和目的磁盘驱动器作为一种存储数据信息的设备，在目前的计算机系统中起着不可替代的作用。如今，磁盘技术的发展日趋成熟，而其中又以读写磁头的定位控制为核心技术。磁盘驱动器读写系统的原理如图1所示。图1 磁盘驱动器读写系统原理图通过查找有关资料可知：磁头的定位过程重要是由磁盘中的音圈电机(VCM)来完毕的。它接受主机发出的读写数据命令，迅速的将磁头从目前磁道移动到数据所在的目的磁道上。具体的过程如下：一方面音圈电机分析目的磁道和目前磁道的距离，重要是根据磁道号和磁道宽来拟定。磁道号通过读取刻录在磁盘上的伺服信息中的磁道号获得然后决定是向内径还是外径移动，这个过程称为寻道。当达到目的磁道后，磁头再紧

2、紧跟随目的磁道，跟随过程通过读取刻录在磁盘上的伺服信息中的位置误差信号来实现。伺服控制机构通过获取磁头相对于目前磁道的位置信息，及时调节磁头的位置，使磁头始终可以精拟定位在磁道的中心位置，并可以有效的克服噪音干扰和机械扰动导致的磁头偏离目前磁道的问题，这个过程称为跟随。这两个过程都是由音圈电机带动滑块来完毕的。通过以上分析我们懂得，音圈电机（VCM）的运营性能是决定磁头精拟定位的核心。在实际中，由于干扰因素，音圈电机并不能运营在抱负的状态，而是会浮现振荡或不稳定的状况，这样不仅不利于磁头的精拟定位，尚有也许损坏整个磁盘。因此需要设计控制器来改善其动态性能，本设计重要讨论PID控制措施来设计硬盘

3、驱动器的控制器。如图2所示，磁盘驱动器由磁头驱动机构(涉及音圈电机、悬架、磁头、轴承)，硬盘碟片和主轴构成。磁盘驱动器读取系统设计的目的是将磁头精拟定位，以便对的读取磁盘上磁道的信息，因而需要进行精确控制的变量是安装在滑动簧片上的磁头位置。磁头位置精度规定为1m，且磁头由磁道a移动到磁道b的时间不不小于50ms。 图2 磁盘驱动器构造示意图 方案概述图3给出了该系统的初步方案，其闭环系统运用电机驱动磁头臂达到预期的位置。图中的偏差信号是在磁头读取磁盘上预先录制索引磁道时产生的。 图3 磁盘驱动读写系统初步方案 假定磁头足够精确，取传感器环节的传递函数，同步采用电枢控制直流电机模型来建模，如图4

4、所示。图4 建模框图电机的具体建模过程如下：电枢控制直流电机的模型如下图5所示，电枢被模拟为一种线性电阻与电枢绕组电感相串联，而电压源表达电枢中产生的电压。磁激用绕组用线性电阻和线性电感表达，表达气隙磁通（如下我们均不考虑摩擦，风损和铁损，负载转矩带来的损耗等）。 图5 直流电机模型图电流电动机的电压平衡方程式为：根据法拉第电磁感应定律，在恒定的磁场中转动的导电元件产生的感应电压为： 式中线圈的磁链在旋转的直流电机中，转子上每一种闭合的导体通路中均有（2-2）给出的电压。已知正比于气隙磁通和角速度，即因此电枢感应电压为：假定激磁不变并忽视电枢电压和其她次要因素引起的激磁磁通的变化，则激磁磁通为

5、定值，式（2-4）可改写为（2-5）其中直流电动机电压系数在转子载流导体上作用垂直于磁通方向的力，电流的大小和磁感应强度及导体长度成正比，在磁场中每一根导体都对总的合力提供一种分量。由于转子的构造决定了力矢量作用于转子半径的力臂上，因而形成电磁转矩。由假定的激磁磁通保持常数，因此电磁转矩与电枢电流成正比，即 （2-6） 式中 直流电动机转矩系数转子中产生的机械功率为： （2-7）产生的功率本该一部分消耗于电动机中转子的风阻，机械摩擦和转子铁芯中的磁滞和涡流损耗，另一部分储存于转子功能，因而但是此处我们不考虑损耗，因而 根据速度和位移的关系，我们可以得出式中：摩擦损耗所需的转矩，涉及摩擦，风损和

6、铁损负载转矩粘滞阻尼分量粘滞摩擦系数 转子的转动惯量公式（2-1），（2-5），（2-6），（2-8）构成模拟直流电动机的基本方程组，从其中可以求出直流电动机在不同工作方式下的传递函数。对基本方程组进行拉普拉斯变换后可得到： （2-9） 上述基本方程组的方块图如下图所示：因此根据上图，我们得到音圈电机的传递函数模型为： 代入参数，得到电机传函化简得，其中， （忽视）因此，该系统的音圈电机的传函为，为二阶系统。仿真设计一、 模拟PID控制我们懂得，一种好的控制系统，应当具有迅速的动态响应，并且具有最小的超调量。最小节拍响应是指以最小的超调量迅速达到并保持在稳态响应容许波动范畴内的时间响应。因此，

7、为了满足设计规定，可以尝试设计最小节拍控制系统，来达到最优的设计目的。当忽视电机磁场影响时，具有PD控制器的磁盘驱动系统如图6所示。（在PID控制器的选择过程中，由于音圈电机的传函模型中已有了一种积分环节，因此PID控制器只需要PD控制就能达到目的，积分环节基本上没什么影响）图6 加前置滤波器的PD控制框图为了消除PD控制形成的零点因式对闭环动态性能的不利影响，系统配备了前置滤波器。当不考虑时，系统开环传递函数为 相应的闭环传递函数为 由表1可知，二阶最小节拍响应系统的原则化闭环传递函数为表1 最小节拍系统的原则化传递函数的典型系数和响应性能指标系统阶数闭环传递函数系数超调量调节时间21.82

8、0.10%4.8231.902.201.65%4.0442.203.502.800.89%4.8152.704.905.403.401.29%5.4363.156.508.707.554.051.63%6.04表中原则化调节时间应为 根据设计指标规定，应有，于是可取，其相应的调节时间可以满足设计规定。这样，二阶最小节拍系统的原则化闭环传递函数为 令实际闭环传递函数与原则化闭环传递函数分母相等，有 ， 解得，。于是，所需的PD控制器为 为了消除PD控制器新增闭环零点的不利影响，将前置滤波器取为 系统的仿真框图为然后，对所设计的系统进行仿真测试。无前置滤波器时单位阶跃输入响应，如图所示，仿真表白，

9、闭环零点可以提高系统的上升时间，但恶化了系统的超调量； 系统无前置滤波器的程序：K1=3380;K3=43.32;Gc=tf(K3,K1,1);G1=tf(5,1,20,0);G2=series(Gc,G1);G=feedback(G2,1);figure(1);step(G)grides=1-y;ess=es(length(es)ess = -0.0017无滤波器的仿真图形：超调量为11.2%，不满足规定；调节时间为39.3ms，误差精度0.17%而加上前置滤波器时，系统的单位阶跃时间响应，如图所示，其动态性能大为改善，超调量，调节时间，从而满足设计指标规定。程序：K1=3380;K3=43

10、.32;Gc=tf(K3,K1,1);G1=tf(5,1,20,0);Gp=tf(78.024,1,78.024);G2=series(Gc,G1);G3=feedback(G2,1);G=series(G3,Gp);figure(1);step(G)grides=1-y;ess=es(length(es)ess = -0.0017仿真图形：在上述调试成果的基本上，再进行反复调试，得到成果如下程序：K1=1152;K3=58;Gc=tf(K3,K1,1);G1=tf(5,1,20,0);G2=series(Gc,G1);G=feedback(G2,1);figure(1);step(G)gri

11、d仿真图形：从图中我们可以看出，这个系统更优于带前置滤波器的系统，阶跃响应快而迅速，响应曲线在22ms左右就可以达到稳定，且稳定值为1，超调量基本为零，可以满足我们的设计规定。二、 数字PID控制数字控制系统式一种以数字计算机为控制器去控制具有持续工作状态的被控对象的闭环控制系统。其典型原理图如图7所示：图7 数字PID控制原理图数字控制系统具有下列特性：（1）由数字计算机构成的数字校正装置，效果比持续式校正装置好，且由软件实现的控制规律易于变化，控制灵活。（2）采样信号，特别市数字信号的传递可以有效地克制噪声，从而提高系统的抗扰能力。（3）容许采用高敏捷度的控制元件，来提高系统的控制精度。（

12、4）对于具有传播延迟，特别市大延迟的控制系统，可以引入采样的方式稳定。1、采样周期数字计算机在对系统进行实时控制时，为了实现持续信号和脉冲信号在系统中的互相传递，采样器和保持器是数字控制系统中的两个特殊环节。每隔T秒进行一次控制修正，T为采样周期。1.1采样定理（香农定理） 如果采样角频率s（或频率fs）不小于或等于2m（或2fm）即 式中m（或fm）是持续信号频谱的上限频率，则经采样得到的脉冲序列能无失真的再恢复到原持续信号。1.2采样周期的选用采样周期T选的越小，即采样角频率s选的越高，对控制过程的信息便获得越多，控制效果也会越好。但是，采样周期T选的过小，将增长不必要的计算承当，导致实现

13、较复杂控制规律的困难。反之，采样周期T选的过大，又会给控制过程带来较大的误差，减少系统的动态性能，甚至有也许导致整个控制系统失去稳定。因此，选择采样周期应综合考虑多种因素：（1）给定值的变化频率。加到被控对象上的给定值变化频率越高，采样频率应越高，以使给定值的变化通过采样迅速得到反映，而不致在随动控制中产生大的时延。（2）被控对象的特性。考虑对象变化的缓急，若对象是慢速的热工或化工对象，则丁一般获得较大；在对象变化较快的场合，T应获得较小。考虑干扰的状况，从系统抗干扰的性能规定来看，规定采样周期短，使扰动能迅速得到校正。（3）使用的算式和执行机构的类型。采样周期太小，会使积分作用、微分作用不明

14、显。同步，因受微机计算精度的影响，当采样周期小到一定限度时前后两次采样的差别反映不出来，使调节作用因此而削弱。执行机构的动作惯性大，采样周期的选择要与之适应，否则执行机构来不及反映数字控制器输出值的变化。（4）控制的回路数。规定控制的回路较多时，相应的采样周期越长，以使每个回路的调节算法均有足够的时间来完毕。在本设计中，最后采样周期定为。2、A/D和D/A转换器 一般，假定所选择的A/D转换器有足够的字长来来表达编码，量化单位q足够小，因此由量化引起的幅值断续性可以忽视。再假定，采样编码过程是瞬时完毕的，可用抱负脉冲的幅值等效替代数字信号的大小，则A/D转换器可以用周期为T的抱负开关替代。同理

15、，将数字量转换为模拟量的D/A转换器可以用保持器取代。A/D转换器的位数决定测量的辨别率，过低的辨别率还会影响测量精度。D/A转换器的位数决定控制输出的辨别率，过低的辨别率会影响控制精度。因此，在本系统的闭环控制中，两者应取相似的辨别率，即相似的采样周期。3、差分措施的选择所谓差分变换法就是把微分方程中的导数用有限差分来近似等效，得到一种与原微分方程逼近的差分方程。差分变换法涉及后向差分和前向差分变换。在本系统中采用后向差分变换来构成位置型PID算法。后向差分变换法亦称为后向矩形积分法，即用后向矩形面积来近似替代积分面积，具体做法如下。设控制器传递函数为，其微分方程为 ，对该方程两边在和区间积

16、分得 因此 上式右边的积分即为与区间内曲线下的面积，该面积用的矩形面积来近似替代（后向矩形积分），于是得4、位置型数字PID算法假设有模拟信号，其微分为，其后向差分为，所谓后向差分变换就是令 对上式两边取拉普拉斯变换（z）变换得 如果数字信号和模拟信号具有相似特性，则 或 模拟PID控制器的算法为 式中，为输出，为输入，为比例系数，为积分时间常数，为微分时间常数。传递函数形式的模拟PID控制器为 直接应用后向差分变换，将代入上式，推导出位置型数字PID控制器为因此搭建数字PID控制器，如图 然后将电机传递函数进行离散化：ts=0.001;sys=tf(5,1,20,0);dsys=c2d(sy

17、s,ts,z)求出Transfer function:2.483e-006 z + 2.467e-006- z2 - 1.98 z + 0.9802最后构建数字PID闭环控制系统为：5、数字PID控制器的参数整定5.1数字PID参数对系统性能的影响（1）比例系数对系统性能的影响对系统静态性能的影响：在系统稳定的状况下，增长，稳态误差减小，进而提高控制精度。对系统动态性能的影响：增长，系统响应速度加快；如果偏大，系统输出震荡次数增多，调节时间加长；过大将导致系统不稳定。（2）积分时间常数对系统性能的影响对系统静态性能的影响：积分控制能消除系统静差，但若太大，积分作用太弱，以致不能消除静差。对系统

18、动态性能的影响：若太小，系统将不稳定；若太大，对系统动态性能影响减小。（3）微分时间常数对系统性能的影响对系统动态性能的影响：选择合适的将使系统的超调量减小。调节时间缩短，容许加大比例控制；但若过大或过小都会适得其反。5.2数字PID参数整定 基于模拟PID控制器的参数整定措施，本系统采用的事试凑法，即按照先比例、后积分、再微分的环节进行整定。具体环节如下：（1）只整定比例参数。将比例系数由小变大，观测系统的响应，直到得到反映快、超调小的响应曲线。（2）如果上述只采用比例控制器的系统的静差不能满足设计规定，则应加入积分环节构成PI控制器。整定期，一方面把第（1）步整定的比例系数合适减小，的初始

19、值要取较大些，然后减小积分时间常数，使系统在保持良好动态性能的状况下，静差得以消除。在此过程中，应根据对响应曲线的满意限度反复修改和，以期得到满意的响应过程。（3）若通过上述参数试凑系统的动态性能仍然不满足设计规定（重要是超调量过大或系统响应速度不够快），则可加入微分环节。整定期，应从0逐渐增大，同步相应地变化和，不断试凑，直到获得满意的控制效果。 在本系统中，通过反复试凑，最后得到的参数为：，6、仿真分析：系统的响应曲线为从曲线上我们可以得出，在阶跃输入为0.1，且，的状况下：（1） 系统的响应时间不久，调节时间，完全可以满足系统调节时间的规定。（2） 超调量为0，基本上没有过冲，使得磁头臂在读取过程中没有明显的上下震动，从而可以延长磁头的使用寿命。（3） 同步，通过观测和计算，系统最后稳定的误差为，完全满足体统控制精度的规定，保证了磁头在读取指定磁道时，不会由于偏差而偏离到别的磁道上，从而完毕磁盘的信息读取。结论针对如何尽量加快磁头在磁道之间的移动时间，以及提高磁头的定位精度，本设计分别采用了模拟PID控制和位置型数字PID控制来改善系统的性能。仿真及实验成果表白，设计的系统可以实现迅速、无静差的磁头定位，即阐明这个系统的设计方案是可行的。