反击电源设计.docx

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1、当前位置: 主页 电源电路 连续电流模式反激变压器的设计时间:2023-08-10 来源:本站整理 作者:电子电路图网一. 序言反激式变换器以其电路构造简洁,本钱低廉而深受宽放开发工程师的宠爱,它特别适合小功率电源以及各种电源适配器.但是反激式变换器的设计难点是变压器的设计,由于输入电压范围宽,特别是在低输入电压,满负载条件下变压器会工作在连续电流模式(CCM),而在高输入电压,轻负载条件下变压器又会工作在不连续电流模式(DCM);另外关于 CCM 模式反激变压器设计的论述文章极少,在大多数开关电源技术书籍的论述中, 反激变压器的设计均按完全能量传递方式(DCM 模式)或临界模式来计算,但这样

2、的设计并未真实反映反激变压器的实际工作状况,变压器的工作状态可能不是最正确.因此结合本人的实际调试阅历和心得, 表达一下不完全能量传递方式(CCM) 反激变压器的设计.二.反激式变换器(Flyback Converter)的工作原理1).反激式变换器的电路构造如图一.2).当开关管 Q1 导通时,其等效电路如图二(a)及在导通时初级电流连续时的波形,磁化曲线如图二(b).当 Q1 导通,T1 之初级线圈渐渐地会有初级电流流过,能量就会储存在其中.由于变压器初级与次级侧之线圈极性是相反的,因此二极管 D1 不会导通,输出功率则由 Co 来供给.此时变压器相当于一个串联电感 Lp,初级线圈电流 I

3、p 可以表示为:Vdc=Lp*dip/dt此时变压器磁芯之磁通密度会从剩磁 Br 增加到工作峰值 Bw.3.当 Q1 截止时, 其等效电路如图三(a)及在截止时次级电流波形,磁化曲线如图三(b).当 Q1 截止时,变压器之安匝数(Ampere-Turns NI)不会转变,由于B 并没有相对的转变.当B 向负的方向转变时(即从 Bw 降低到 Br),在变压器全部线圈之电压极性将会反转,并使 D1 导通,也就是说储存在变压器中的能量会经 D1,传递到 Co 和负载上.此时次级线圈两端电压为:Vs(t)=Vo+Vf (Vf 为二极管 D1 的压降).次级线圈电流:Lp=(Np/Ns)2*Ls(Ls

4、为次级线圈电感量)由于变压器能量没有完全转移,在下一次导通时,还有能量储存在变压器中,次级电流并没有降低到 0 值,因此称为连续电流模式或不完全能量传递模式(CCM).三.CCM 模式下反激变压器设计的步骤1. 确定电源规格.1. .输入电压范围 Vin=85265Vac;2. .输出电压/负载电流:Vout1=5V/10A,Vout2=12V/1A;3. .变压器的效率 =0.902. 工作频率和最大占空比确定.取:工作频率 fosc=100KHz, 最大占空比 Dmax=0.45.T=1/fosc=10us.Ton(max)=0.45*10=4.5us Toff=10-4.5=5.5us.

5、3. 计算变压器初与次级匝数比 n(Np/Ns=n).最低输入电压 Vin(min)=85*2-20=100Vdc(取低频纹波为 20V). 依据伏特-秒平衡,有: Vin(min)* Dmax= (Vout+Vf)*(1-Dmax)*n.n= Vin(min)* Dmax/ (Vout+Vf)*(1-Dmax) n=100*0.45/(5+1.0)*0.55=13.644. 变压器初级峰值电流的计算.设+5V 输出电流的过流点为 120%;+5v 和+12v 整流二极管的正向压降均为1.0V.+5V 输出功率 Pout1=(V+V )*I*120%=6*10*1.2=72W01f01+12V

6、 输出功率 Pout2=(V +V )*I=13*1=13W02f02变压器次级输出总功率 Pout=Pout1+Pout2=85W如图四, 设 Ip2=k*Ip1,取 k=0.4 1/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout/Ip1=2*Pout/(1+k)*Vin(min)*Dmax=2*85/0.90*(1+0.4)*100*0.45=3.00A Ip2=0.4*Ip1=1.20A5. 变压器初级电感量的计算. 由式子 Vdc=Lp*dip/dt,得:Lp= Vin(min)*Ton(max)/Ip1-Ip2=100*4.5/3.00-1.20=250u

7、H6. 变压器铁芯的选择.依据式子 Aw*Ae=Pt*106/2*ko*kc*fosc*Bm*j*,其中: Pt(变压器的标称输出功率)= Pout=85WKo(窗口的铜填充系数)=0.4Kc(磁芯填充系数)=1(对于铁氧体), 变压器磁通密度 Bm=1500 Gsj(电流密度): j=5A/mm2; Aw*Ae=85*106/2*0.4*1*100*103*1500Gs*5*0.90=0.157cm4考虑到绕线空间,选择窗口面积大的磁芯,查表: EER2834S 铁氧体磁芯的有效截面积 Ae=0.854cm2 它的窗口面积 Aw=148mm2=1.48cm2EER2834S 的功率容量乘积为

8、Ap =Ae*Aw=1.48*0.854=1.264cm4 0.157cm4应选择 EER2834S 铁氧体磁芯.7. 变压器初级匝数及气隙长度的计算.1). 由 Np=Lp*(Ip1-Ip2)/Ae*Bm,得:Np=250*(3.00-1.20)/85.4*0.15 =35.12取 Np=36当前位置: 主页 电源电路 连续电流模式反激变压器的设计(2)时间:2023-08-10 来源:本站整理 作者:电子电路图网由 Lp=uo*ur*Np2*Ae/lg,得:气隙长度 lg=uo*ur*Ae*Np2/Lp=4*3.14*10-7*1*85.4mm2*362/(250.0*10-3mH)=0.

9、556mm取 lg=0.6mm2). 当+5V 限流输出,Ip 为最大时(Ip=Ip1=3.00A),检查 Bmax. Bmax=Lp*Ip/Ae*Np=250*10-6*3.00/85.4 mm2*36=0.2440T=2440Gs 3000Gs因此变压器磁芯选择通过.8. 变压器次级匝数的计算. Ns1(5v)=Np/n=36/13.64=2.64取 Ns1=3 Ns2(12v)=(12+1)* Ns1/(5+1)=6.50取 Ns2=7 故初次级实际匝比:n=36/3=129. 重核算占空比 Dmax 和 Dmin.1).当输入电压为最低时: Vin(min)=100Vdc.由 Vin(

10、min)* Dmax= (Vout+Vf)*(1-Dmax)*n,得: Dmax=(Vout+Vf)*n/(Vout+Vf)*n+ Vin(min)=6*12/6*12+100=0.4182).当输入电压为最高时: Vin(max)=265*1.414=374.7Vdc. Dmin=(Vout+Vf)*n/(Vout+Vf)*n+ Vin(max)=6*12.00/6*12.00+374.7=0.1610. 重核算变压器初级电流的峰值 Ip 和有效值 Ip(rms).1). 在输入电压为最低 Vin(min)和占空比为 Dmax 条件下,计算 Ip 值和 K 值.(如图五)设 Ip2=k*Ip

11、1.实际输出功率 Pout”=6*10+13*1=73W 1/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout”/(1)K=1-Vin(min)* Ton(max)/(Ip1*Lp)(2) 由(1)(2)得:Ip1=1/2*2*Pout”*T/* Vin(min)*Ton(max)+ Vin(min)* Ton(max)/Lp=0.5*2*73*10/0.90*100*4.18+100*4.18/250.0=2.78AK=1-100*4.18/2.78*250=0.40 Ip2=k*Ip1=2.78*0.40=1.11A2). 初级电流有效值 Ip(rms)=Ton/

12、(3T)*(Ip12+Ip22+Ip1*Ip2)1/2=0.418/3*(2.782+1.112+2.78*1.11) 1/2=1.30A11. 次级线圈的峰值电流和有效值电流计算:当开关管截止时, 变压器之安匝数(Ampere-Turns NI)不会转变,由于B 并没有相对的转变.因此开关管截止时,初级峰值电流与匝数的乘积等于次级各绕组匝数与峰值电流乘积之和(Np*Ip=Ns1*Is1p+Ns2*Is2p).由于多路输出的次级电流波形是随各组负载电流的不同而不同, 因而次级电流的有效值也不同.然而次级负载电流小的回路电流波形,在连续时接近梯形波,在不连续时接近三角波,因此为了计算便利,可以先

13、计算负载电流小的回路电流有效值.1).首先假设+12V 输出回路次级线圈的电流波形为连续,电流波形如下(图一):1/2*Is+Is*toff/T=I(3)2pLs1*Is2bIs/toff=V02+Vf(4)2p2b02Ls2/Lp=(Ns /Np)2(5)2由(3)(4)(5)式得:Is =1/2*2*I /1-D+V +Vf*1-D*T*Np2/Ns 2*Lp2p02022=0.5*2*1/1-0.418+12+1*1-0.418*10*362/72*250=5.72AIs =I /1-D-1/2*V +Vf*1-D*Np2/Ns 2*Lp2b01012=1/0.582-0.5*13*0.

14、582*10*362/72*250=-2.28A 电源电路 连续电流模式反激变压器的设计(3)时间:2023-08-10 来源:本站整理 作者:电子电路图网Is2p=(V02+Vf)*2*I02*T*Np2/Lp*Ns 21/22=2*1*12+1*10*362/72*250 1/2=5.24At=2*I02*T/ Is2p=2*1*10/5.24=3.817us 2).+12V 输出回路次级线圈的有效值电流: Is2(rms)= t/(3T)1/2*Is2p=3.817/3*10 1/2*5.24=1.87A3).+5v 输出回路次级线圈的有效值电流计算:Is rms= Is (rms)*I

15、 /I =1.87*10/1=18.7A12010212. 变压器初级线圈和次级线圈的线径计算.1).导线横截面积:前面已提到,取电流密度 j=5A/mm2变压器初级线圈:导线截面积= Ip(rms)/j=1.3A/5A/mm2=0.26mm2 变压器次级线圈:(+5V)导线截面积= Is1(rms)/j=18.7A/5A/mm2=3.74 mm2 (+12V)导线截面积= Is2(rms)/j=1.87A/5A/mm2=0.374mm2 2).线径及根数的选取.考虑导线的趋肤效应,因此导线的线径建议不超过穿透厚度的 2 倍. 穿透厚度=66.1*k/(f)1/2k 为材质常数,Cu 在 20

16、时 k=1.=66.1/(100*103)1/2=0.20因此导线的线径不要超过 0.40mm.由于 EER2834S 骨架宽度为 22mm,除去 6.0mm 的挡墙宽度,仅剩下 16.0mm 的线包宽度.因此所选线径必需满足每层线圈刚好绕满.3). 变压器初级线圈线径:线圈根数=0.26*4/0.4*0.4*3.14=0.26/0.1256=2取 0.40*2 根并绕 18 圈,分两层串联绕线. 4).变压器次级线圈线径:+5V: 线圈根数=3.74/0.1256=30取 0.40*10 根并绕 3 圈, 分三层并联绕线.+12V: 线圈根数=0.374/0.1256=3取 0.40*1 根

17、并绕 7 圈, 分三层并联绕线. 5).变压器绕线构造及工艺.为了减小变压器的漏感,建议实行三文治绕法,而且实行该绕法的电源 EMI 性能比较好.四.结论.由于连续模式下电流峰值比不连续模式下小,开关管的开关损耗较小,因此在功率稍大的反激变换器中均承受连续模式,且电源的效率比较高.由于反激式变压器的设计是反激变换器的设计重点,也是设计难点,假设参数不合理,则会直接影响到整个变换器的性能,严峻者会造成磁芯饱和而损害开关管,因此在设计反激变压器时应留神慎重,而且变压器的参数需要经过反复试验才能到达最正确.第一节. 概述.反激式(Flyback)转换器又称单端反激式或“Buck-Boost“转换器.

18、因其输出端在原边绕组断开电源时获得能量故而得名.离线型反激式转换器原理图如图.一、反激式转换器的优点有:1. 电路简洁,能高效供给多路直流输出,因此适合多组输出要求.2. 转换效率高,损失小.3. 变压器匝数比值较小.4. 输入电压在很大的范围内波动时,仍可有较稳定的输出,目前已可实现沟通输入在 85265V 间.无需切换而到达稳定输出的要求. 二、反激式转换器的缺点有:1. 输出电压中存在较大的纹波,负载调整精度不高,因此输出功率受到限制,通常应用于 150W 以下.2. 转换变压器在电流连续(CCM)模式下工作时,有较大的直流重量,易导致磁芯饱和,所以必需在磁路中参加气隙,从而造成变压器体

19、积变大.3. 变压器有直流电流成份,且同时会工作于 CCM / DCM 两种模式,故变压器在设计时较困难,反复调整次数较顺向式多,迭代过程较简单. 其次节. 工作原理在图 1 所示隔离反驰式转换器(The isolated flyback converter)中, 变压器“ T “有隔离与扼流之双重作用.因此“ T “又称为Transformer- choke.电路的工作原理如下:当开关晶体管 Tr ton 时,变压器初级Np 有电流 Ip,并将能量储存于其中(E = LpIp / 2).由于 Np 与 Ns 极性相反,此时二极管 D 反向偏压而截止,无能量传送到负载.当开关 Tr off 时

20、,由楞次定律 : (e =-N/T)可知,变压器原边绕组将产生一反向电势,此时二极管 D 正向导通, 负载有电流IL 流通.反激式转换器之稳态波形如图 2.由图可知,导通时间 ton 的大小将打算Ip、Vce 的幅值: Vce max = VIN / 1-DmaxVIN: 输入直流电压 Dmax : 最大工作周期Dmax = ton / T由此可知,想要得到低的集电极电压,必需保持低的 Dmax,也就是Dmax0.5,在实际应用中通常取Dmax =0.4,以限制Vcemax 2.2VIN.开关管 Tr on 时的集电极工作电流Ie,也就是原边峰值电流Ip 为: Ic = Ip = IL / n

21、. 因 IL = Io,故当Io 肯定时,匝比 n 的大小即打算了Ic 的大小,上式是按功率守恒原则,原副边安匝数 相等 NpIp = NsIs 而导出. Ip 亦可用以下方法表示:读了开关电源脉冲功率变压器的一种设计方法(见 2023.6.国际电子变压器)一文后，觉察不妥之处甚多，现整理出如下几条意见，一则与原作者商榷， 二则供业内人士辨析、参考。1 原文 2.2 设计变压器的根本公式原作者给出的公式为：，式中，K系数，对正弦波为 4.44，对矩形波为 4.0。当变压器的外施电压为正弦波时，上式根本上是对的，式中为磁通密度的幅值， 但应改为 U，U 为正弦波电压的有效值(不是幅值)。当变压器

22、的外施电压为矩形波时，上式是不对的，应改为：式中，为脉冲电压的幅值，D 为占空比，是电压幅值为时在期间内的磁通密度的变化量。对于正激变压器和电流不连续模式反激变压器，；对于电流连续模式反激变压器，为对应于直流重量所产生的磁场强度的磁通密度；对于推挽和桥式变压器，。由此可见，原作者所给出的根本公式，仅适用于其外施电压为双极性矩形波的推挽和桥式变压器，且为当占空比D0.5 时的特例这时K4。2 原文 5.2 单极性开关电源变压器的计算(1) 单端反激式计算2.1 关于临界电感值：在指定的输入电压和输出功率时，令变换器工作在临界状态下的变压器绕组的电感值，称为临界电感值。原作者给出最小的临界电感值的

23、计算公式如下：明显，计算时，必需以代入上式，即：在指定输入电压为最小值，输出功率为最大值时，假设选取一次绕组的电感值， 则变换器工作在临界状态。在设计反激变压器时，这种状况下都是选取，而不是如作者所说，通常要求，以确保变换器在的任一工作条件下，均在电流不连续模式下工作。假设以代入上式，则可列出最大的临界电感值的计算公式如下：在指定输入电压为最大值，输出功率为最小值时，假设选取一次绕组的电感值，则变换器工作在临界状态。在设计反激变压器时，这种状况下都是选取亦非如作者所说，通常要求，以确保变换器在和的任一工作条件下，均在电流连续模式下工作。固然，一次绕组的电感值也可以作折衷的选取，令，这适用于负载

24、比较稳定， 工作于宽输入电压范围，且无 APFC 的反激变换器或输入电压变化不大，但负载变化范围较大的反激变换器。当输入电压低或输出功率大时，变换器工作在电流连续模式，而当输入电压高或输出功率小时，变换器则工作在电流不连续模式。2.2 关于一次绕组电流的有效值原作者给出的一次绕组峰值电流的计算公式如下：公式中的峰值电流应改为，为一次绕组在期间电流的变化量。对于电流不连续模式反激变压器，一次绕组电流为幅值为的三角波，；对于电流连续模式反激变压器,一次绕组电流为梯形波,峰值电流为直流重量与之和，即。正由于一次绕组电流不是矩形波，所以不能用原作者给出的公式来计算一次绕 组电流的有效值，现将有关的计算

25、公式列出如下推导从略，详见参考文献， 供参考引用。或对于电流不连续模式反激变压器，其一次绕组电流的有效值为：对于电流连续模式反激变压器，其一次绕组电流的有效值为：式中，为变压器一次绕组电流的平均值，设变压器的效率为，则：2.3 关于二次绕组电流的有效值二次绕组电流的有效值，是设计二次绕组的重要依据，因原作者在文中未曾提及，故将有关计算公式列出如下推导从略,详见参考文献，供参考引用。 a.电流不连续模式反激变压器：二次绕组电流由峰值减小至零所需的时间即整流二极管的导通时间：在期间，二次绕组电流的变化量：二次绕组电流的有效值：b.电流连续模式反激变压器：在开关管关断期间，二次绕组电流由峰值减小至，

26、二次绕组电流的变化量为：二次绕组电流的平均值：二次绕组电流的有效值：3 原文 5.2 单极性开关电源变压器的计算(2) 单端正激式计算3.1 关于一次绕组匝数原作者给出的计算公式是错误的，应改为：3.2 关于一次绕组电流的有效值原作者给出的计算公式是错误的，一次绕组电流的有效值可按下式求得推导从略，详见参考文献：式中，为考虑激磁电流重量而引入的系数，它与变压器容量的大小及磁路的饱和程度有关，通常可取=1.051.10。4 完毕语业内人士都知道，脉冲功率变压器是开关电源的核心器件，变压器设计的好坏， 与开关电源的技术经济指标亲热相关。但是，有一些设计者却不作辨析，沿用 某种不准确、甚至是错误的设

27、计方法和计算公式来设计变压器，而使产品的质 量不高。好玩的是，他们所设计的变压器，往往还真能在开关电源上如常运行由于有 PWM 掌握，并使他们自以为已经成功地完成了变压器的设计。其实不然，他们所设计的变压器必定存在或多或少、或大或小的各种问题，除非是碰巧了。可以确定，其有关开关电源性能的各参量的实测数据，必定与设计的计算值有较大的差异，即开关电源变压器的性能没有到达设计所预期的目标。开关电源可以在某一工作点正常运行，但却不能保证可以在宽电压范围或宽负载范围内稳定运行；变压器可能因损耗大、温上升、效率低而缩短使用寿命和铺张电能；可能变压器的温升和效率都合格,但那是由于选用了较大的磁心和使用了较多的铜线，造成原材料的铺张。结果是，由于错误的设计，使开关电源这一绿色的环保产品不环保，格外圆满。一点建议：有鉴于此，为了提高开关电源变压器的设计和制造水平开关电源的技术水平必因此而得到相应的提高，由有关单位例如大比特资讯组织有关专业人士例如电子变压器技术编委会的某些成员，编制一套简明有用，并给设计者留有发挥创意空间的各种开关电源变压器的设计计算程序，供开关电源和电子变压器的设计工程师参考使用，或许是很受欢送的。参考文献:大比特资讯培训中心教材：软磁铁氧体磁心开关电源变压器的原理与设计(2 004 年)。闻出处： 国际电子变压器2023 年 2 月刊