(1.27)--第6章高频电子线路高频电子线路.ppt

《(1.27)--第6章高频电子线路高频电子线路.ppt》由会员分享，可在线阅读，更多相关《(1.27)--第6章高频电子线路高频电子线路.ppt（270页珍藏版）》请在得力文库 - 分享文档赚钱的网站上搜索。

1、第6章 振幅调制、解调及混频第第6章振幅调制、解调及混频章振幅调制、解调及混频6.1 振幅调制振幅调制 6.2 调幅信号的解调调幅信号的解调 6.3 混频混频 6.4 混频器的干扰混频器的干扰 思考题与习题思考题与习题 第6章 振幅调制、解调及混频6.1 振振 幅幅 调调 制制调制器与解调器是通信设备中的重要部件。所谓调制，就是用调制信号去控制载波某个参数的过程。调制信号是由原始消息（如声音、数据、图像等）转变成的低频或视频信号，这些信号可以是模拟的，也可以是数字的，通常用u或f(t)表示。未受调制的高频振荡信号称为载波，它可以是正弦波，也可以是非正弦波，如方波、三角波、锯齿波等;但它们都是周

2、期性信号，用符号uC和ic表示。受调制后的振荡波称为已调波，它具有调制信号的特征。也就是说，已经把要传送的信息载到高频振荡上去了。解调则是调制的逆过程，是将载于高频振荡信号上的调制信号恢复出来的过程。第6章 振幅调制、解调及混频振幅调制是由调制信号去控制载波的振幅，使之按调制信号的规律变化，严格地讲，是使高频振荡的振幅与调制信号成线性关系，其它参数(频率和相位)不变。这是使高频振荡的振幅载有消息的调制方式。振幅调制分为三种方式:普通的调幅方式(AM)、抑制载波的双边带调制(DSBSC)及抑制载波的单边带调制(SSB-SC)方式。所得的已调信号分别称为调幅波、双边带信号及单边带信号。为了理解调制

3、及解调电路的构成，必须对已调信号有个正确的概念。本节对振幅调制信号进行分析，然后给出各种实现的方法及一些实际调制电路。第6章 振幅调制、解调及混频6.1.1 振幅调制信号分析振幅调制信号分析1.调幅波的分析调幅波的分析1)表示式及波形设载波电压为 uC=UCcosct*(6-1)调制电压为 u=U cost (6-2)第6章 振幅调制、解调及混频通常满足 c。根据振幅调制信号的定义，已调信号的振幅随调制信号u线性变化，由此可得振幅调制信号振幅Um(t)为 (6-3)式中，UC(t)与调制电压u成正比，其振幅UC=kaU与载波振幅之比称为调幅度(调制度)(6-4)式中，ka为比例系数，一般由调制

4、电路确定，故又称为调制灵敏度。由此可得调幅信号的表达式(6-5)第6章 振幅调制、解调及混频为了使已调波不失真，即高频振荡波的振幅能真实地反映出调制信号的变化规律，调制度m应小于或等于1。图6-1(c)、(d)分别为mU时，由式(5-38)可知，流过二极管的电流iD为(6-29)其频谱图如图6-16(b)所示。输出滤波器H(j)对载波c调谐，带宽为2F。这样最后的输出频率分量为c，c+和c，输出信号是AM信号。第6章 振幅调制、解调及混频图 6-16 单二极管调制电路及频谱第6章 振幅调制、解调及混频对于二极管平衡调制器，在图5-7所示电路中，令u1=uC，u2=u,且有UCU，产生的已调信号

5、也为AM信号，读者可自己加以分析。第6章 振幅调制、解调及混频(2)利用模拟乘法器产生普通调幅波。模拟乘法器是以差分放大器为核心构成的。在第5章中分析了差分电路的频谱线性搬移功能，对单差分电路，已得到双端差动输出的电流io与差动输入电压uA和恒流源(受uB控制)的关系式(5-70):(6-30)若将uC加至uA，u加到uB，则有(6-31)第6章 振幅调制、解调及混频式中，m=U/Ee，x=UCVT。若集电极滤波回路的中心频率为fc，带宽为2F，谐振阻抗为RL，则经滤波后的输出电压uo=I0RL1(x)(1+m cost)cosct (6-32)为一AM信号。这种情况下的差动传输特性及io波形

6、如图6-17所示。图6-17(a)中实线为调制电压u=0时的曲线，虚线表示u达正、负峰值时的特性，输出为AM信号。如果载波幅度增大，包络内高频正弦波将趋向方波，io中含高次谐波。第6章 振幅调制、解调及混频图 6-17 差分对AM调制器的输出波形第6章 振幅调制、解调及混频用双差分对电路或模拟乘法器也可得到AM信号。图6-18(a)给出了用BG314模拟乘法器产生AM信号的电路，将调制信号叠加上直流成分，即可得到AM信号输出，调节直流分量大小，即可调节调制度m值。电路要求UC、U分别小于2.5V。用MC1596G产生AM信号的电路如图6-18(b)所示，C1596与国产XCC类似，将调制信号叠

7、加上直流分量也可产生普通调幅波。此外，还可以利用集成高频放大器、可变跨导乘法器等电路产生AM信号。第6章 振幅调制、解调及混频图 6-18 利用模拟乘法器产生AM信号第6章 振幅调制、解调及混频2.DSB调制电路调制电路DSB信号的产生大都采用低电平调制。由于DSB信号将载波抑制，发送信号只包含两个带有信息的边带信号，因而其功率利用率较高。DSB信号的获得，关键在于调制电路中的乘积项，故具有乘积项的电路均可作为DSB信号的调制电路。第6章 振幅调制、解调及混频1)二极管调制电路单二极管电路只能产生AM信号，不能产生DSB信号。二极管平衡电路和二极管环形电路可以产生DSB信号。在第5章的二极管平

8、衡电路图5-7中，把调制信号u加到图中的u1处，载波uC加到图中的u2处，且UCU，在大信号工作，这就构成图6-19的二极管平衡调制电路。由式(5-43)可得输出变压器的次级电流iL为(6-33)第6章 振幅调制、解调及混频iL中包含F分量和(2n+1)fcF(n=0，1，2，)分量，若输出滤波器的中心频率为fc，带宽为2F，谐振阻抗为RL，则输出电压为(6-34)第6章 振幅调制、解调及混频图6-19 二极管平衡调制电路第6章 振幅调制、解调及混频 二极管平衡调制器采用平衡方式，将载波抑制掉，从而获得抑制载波的DSB信号。平衡调制器的波形如图6-20所示，加在VD1、VD2上的电压仅音频信号

9、u的相位不同(反相)，故电流i1和i2仅音频包络反相。电流i1i2的波形如图6-20(c)所示。经高频变压器T2及带通滤波器滤除低频和3c等高频分量后，负载上得到DSB信号电压uo(t)，如图6-20(d)所示。对平衡调制器的主要要求是调制线性好、载漏小(输出端的残留载波电压要小，一般应比有用边带信号低20 dB以上)，同时希望调制效率高及阻抗匹配等。第6章 振幅调制、解调及混频图 6-20 二极管平衡调制器波形第6章 振幅调制、解调及混频一实用的平衡调制器电路如图6-21所示。调制电压为单端输入，已调信号为单端输出，省去了中心抽头音频变压器和输出变压器。从图可见，由于两个二极管方向相反，故载

10、波电压仍同相加于两管上，而调制电压反相加到两管上。流经负载电阻RL的电流仍为两管电流之差，所以它的原理与基本的平衡电路相同。图中，C1对高频短路、对音频开路，因此T次级中心抽头为高频地电位。R2、R3与二极管串联，同时用并联的可调电阻R1来使两管等效正向电阻相同。C2、C3用于平衡反向工作时两管的结电容。第6章 振幅调制、解调及混频图 6-21 平衡调制器的一种实际线路第6章 振幅调制、解调及混频为进一步减少组合分量，可采用双平衡调制器(环形调制器)。在第5章已得到双平衡调制器输出电流的表达式(5-49)，在u1=u，u2=uC的情况下，该式可表示为(6-35)经滤波后，有(6-36)从而可得

11、DSB信号，其电路和波形如图6-22所示。第6章 振幅调制、解调及混频图 6-22 双平衡调制器电路及波形第6章 振幅调制、解调及混频在二极管平衡调制电路(如图5-7所示电路)中，调制电压u与载波uC的注入位置与所要完成的调制功能有密切的关系。u加到u1处，uC加到u2处，可以得到DSB信号，但两个信号的位置相互交换后，只能得到AM信号，而不能得到DSB信号。但在双平衡电路中，uC、u可任意加到两个输入端，完成DSB调制。平衡调制器的一种等效电路是桥式调制器，同样也可以用两个桥路构成的电路等效一个环形调制器，如图6-23所示。载波电压对两个桥路是反相的。当uC0时，上桥路导通，下桥路截止;反之

12、，当uC0时，上桥路截止，下桥路导通。调制电压反向加于两桥的另一对角线上。如果忽略晶体管输入阻抗的影响，则图中ua(t)为(6-37)第6章 振幅调制、解调及混频图 6-23 双桥构成的环形调制器第6章 振幅调制、解调及混频因晶体管交流电流iC=ieie=ue(t)/Re，所以输出电压为(6-38)第6章 振幅调制、解调及混频2)差分对调制器在单差分电路(图5-7)中，将载波电压uC加到线性通道，即uB=uC，调制信号u加到非线性通道，即uA=u，则双端输出电流io(t)为(6-39)式中，I0=Ee/Re，m=UC/Ee，x=U/VT。经滤波后的输出电压uo(t)为uo(t)I0RLm1(x

13、)cost cosct=Uo cost cosct (6-40)第6章 振幅调制、解调及混频上式表明，u、uC采用与产生AM信号的相反方式加入电路，可以得到DSB信号。但由于u加在非线性通道，故出现了fcnF(n=3，5，)分量，它们是不易滤除的，这就是说，这种注入方式会产生包络失真。只有当u较小时，使3(x)rD，R1+R22Ri，R1/R2的比值一般选在0.10.2范围，R1值太大将导致R1上压降大，使Kd下降。广播收音机及通信接收机检波器中,R的数值通常选在几千欧姆(如5 k)。电容C不能太大，以防止隋性失真;C太小又会使高频波纹大，应使RCTC。由于实际电路中R1值较小，所以可近似认为

14、C=C1+C2，通常取C1=C2。广播收音机中，C一般取0.01F。第6章 振幅调制、解调及混频5.二极管并联检波器二极管并联检波器除上面讨论的串联检波器外，峰值包络检波器还有并联检波器、推挽检波器、倍压检波器、视频检波器等。这里讨论并联检波器。并联检波器的二极管、负载电阻和信号源是并联的，如图6-46(a)所示。其工作原理与串联检波器相似。当VD导通时ui向C充电，充电时间常数为rDC;当VD截止时，C通过R放电，放电时间常数为RC。达到动态平衡后，C上产生与串联检波器类似的锯齿状波动电平，平均值为Uav。这样，实际加到二极管上的电压为uD=uiuC，其波形见图6-46(b)。电容C起检波兼

15、隔离作用，但不能起到高频滤波作用，所以输出电压就是二极管两端的电压。不仅含有平均分量，还含有高频分量;因此输出端除需隔直电容外，还需加高频滤波电路，以滤除高频分量，得到所需的低频分量，如图6-46(c)所示。第6章 振幅调制、解调及混频图 6-46 并联检波器及波形(a)原理电路;(b)波形;(c)实际电路第6章 振幅调制、解调及混频当电路参数相同时，并联型检波器和串联型检波器具有相同的电压传输系数Kd，但因高频电流通过负载电阻R时，损耗了一部分高频功率，因而并联型检波器的输入电阻比串联型检波器小。根据能量守恒原理，实际加到并联型检波器中的高频功率，一部分消耗在R上，一部分转换为输出平均功率，

16、即当UavUC时(UC为载波振幅)有 (6-65)第6章 振幅调制、解调及混频6 小信号检波器小信号检波器小信号检波是指输入信号振幅在几毫伏至几十毫伏范围内的检波。这时，二极管的伏安特性可用二次幂级数近似，即(6-66)式中，a0为 uD=0时静态电流;为伏安特性在uD=0时的斜率;为伏安特性在uD=0上的二次导数。一般小信号检波时Kd很小，可以忽略平均电压负反馈效应，认为uD=uiuavuiUm cosc t (6-67)第6章 振幅调制、解调及混频将它代入上式，可求得iD的平均分量和高频基波分量振幅为若用Iav=Iava0表示在输入电压作用下产生的平均电流增量，则(6-68)相应的Kd和R

17、i为(6-69)(6-70)第6章 振幅调制、解调及混频若输入信号为单音调制的AM波，因c，可用包络函数U(t)代替以上各式中的Um(6-71)由以上分析可知，小信号检波器输出的平均电压Uav与输入信号电压振幅Um的平方成正比，故将这种检波器称为平方律检波器。利用其检波电流与输入高频电压振幅平方成正比这一特性，可以作功率指示，在测量仪表及微波检测中广泛应用。这种检波器的电压传输系数Kd和输入电阻Ri都小，而且还有非线性失真，这是它的缺点。图6-47是这种检波器的原理电路和波形。第6章 振幅调制、解调及混频图 6-47 小信号检波第6章 振幅调制、解调及混频6.2.3 同步检波同步检波1 乘积型

18、乘积型乘积型同步检波是直接把本地恢复载波与接收信号相乘，用低通滤波器将低频信号提取出来。在这种检波器中，要求恢复载波与发端的载波同频同相。如果其频率或相位有一定的偏差，将会使恢复出来的调制信号产生失真。第6章 振幅调制、解调及混频设输入信号为DSB信号，即 us=Us cost cosct，本地恢复载波ur=Ur cos(rt+)，这两个信号相乘(6-72)经低通滤波器的输出，且考虑rc=c在低通滤波器频带内，有uo=Uo cos(ct+)cost (6-73)由上式可以看出，当恢复载波与发射载波同频同相时，即r=c，=0，则uo=Uo cost (6-74)第6章 振幅调制、解调及混频无失真

19、地将调制信号恢复出来。若恢复载波与发射载频有一定的频差，即r=c+cuo=Uo cosct cost (6-75)引起振幅失真。若有一定的相差，则uo=Uo cos cost (6-76)相当于引入一个振幅的衰减因子cos，当=/2时，uo=0。当是一个随时间变化的变量时，即=(t)时，恢复出的解调信号将产生振幅失真。类似的分析也可以用于AM波和SSB波。这种解调方式关键在于获得两个信号的乘积，因此，第5章介绍的频谱线性搬移电路均可用于乘积型同步检波。图6-48为几种乘积型解调器的实际线路。第6章 振幅调制、解调及混频图 6-48 几种乘积型解调器实际线路第6章 振幅调制、解调及混频2.叠加型

20、叠加型叠加型同步检波是将DSB或SSB信号插入恢复载波，使之成为或近似为AM信号，再利用包络检波器将调制信号恢复出来。对DSB信号而言，只要加入的恢复载波电压在数值上满足一定的关系，就可得到一个不失真的AM波。图6-49就是一叠加型同步检波器原理电路。下面分析SSB信号的叠加型同步检波。第6章 振幅调制、解调及混频图 6-49 叠加型同步检波器原理电路第6章 振幅调制、解调及混频设单频调制的单边带信号(上边带)为us=Us cos(c+)t=Us cost cosctUs sint sinct恢复载波 ur=Ur cosrt=Ur cosct us+ur=(Us cost+Ur)cosctUs

21、 sint sinct=Um(t)cosct+(t)(6-77)式中(6-78)(6-79)第6章 振幅调制、解调及混频由于后面接包络检波器，包络检波器对相位不敏感，只关心包络的变化。(6-80)式中，m=Us/Ur。当mUs时，上式可近似为(6-81)上式用到，|x|1。经包络检波器后，输出电压(6-82)经隔直后，就可将调制信号恢复出来。第6章 振幅调制、解调及混频采用图6-50所示的同步检波电路，可以减小解调器输出电压的非线性失真。它由两个检波器构成平衡电路，上检波器输出如式(6-82)，下检波器的输出uo2=KdUr(1m cost)(6-83)则总的输出uo=uo1uo2=2KdUr

22、m cost (6-84)由以上分析可知，实现同步检波的关键是要产生出一个与载波信号同频同相的恢复载波。第6章 振幅调制、解调及混频图 6-50 平衡同步检波电路第6章 振幅调制、解调及混频对于AM波来说，同步信号可直接从信号中提取。AM波通过限幅器就能去除其包络变化,得到等幅载波信号，这就是所需同频同相的恢复载波。而对DSB信号，将其取平方，从中取出角频率为2c的分量，再经二分频器，就可得到角频率为c的恢复载波。对于SSB信号，恢复载波无法从信号中直接提取。在这种情况下，为了产生恢复载波，往往在发射机发射SSB信号的同时，附带发射一个载波信号，称为导频信号，它的功率远低于SSB信号的功率。接

23、收端就可用高选择性的窄带滤波器从输入信号中取出该导频信号，导频信号经放大后就可作为恢复载波信号。如果发射机不附带发射导频信号,接收机就只能采用高稳定度晶体振荡器产生指定频率的恢复载波,显然在这种情况下,要使恢复载波与载波信号严格同步是不可能的，而只能要求频率和相位的不同步量限制在允许的范围内。第6章 振幅调制、解调及混频6.3 混混 频频6.3.1 混频的概述混频的概述1 混频器的功能混频器的功能混频器是频谱线性搬移电路，是一个六端网络。它有两个输入电压，输入信号us和本地振荡信号uL，其工作频率分别为fc和fL;输出信号为uI，称为中频信号，其频率是fc和fL的差频或和频，称为中频fI，fI

24、=fLfc(同时也可采用谐波的差频或和频)。由此可见，混频器在频域上起着减(加)法器的作用。第6章 振幅调制、解调及混频在超外差接收机中，混频器将已调信号(其载频可在波段中变化，如HF波段230MHz，VHF波段 3090MHz等)变为频率固定的中频信号。混频器的输入信号us、本振uL都是高频信号，中频信号也是已调波，除了中心频率与输入信号不同外，由于是频谱的线性搬移，其频谱结构与输入信号us的频谱结构完全相同。表现在波形上，中频输出信号与输入信号的包络形状相同，只是填充频率不同(内部波形疏密程度不同)。图6-51表示了这一变换过程。这也就是说，理想的混频器(只有和频或差频的混频)能将输入已调

25、信号不失真地变换为中频信号。第6章 振幅调制、解调及混频图 6-51 混频器的功能示意图第6章 振幅调制、解调及混频中频fI与fc、fL的关系有几种情况:当混频器输出取差频时，有fI=fLfc或fI=fcfL;取和频时有fI=fL+fc。当fIfc时，称为向下变频，输出低中频;当fIfc时，称为向上变频，输出高中频。虽然高中频比此时输入的高频信号的频率还要高，仍将其称为中频。根据信号频率范围的不同，常用的中频数值为:465(455)、500 kHz;1、1.5、4.3、5、10.7、21.4、30、70、140 MHz等。如调幅收音机的中频为465(455)kHz;调频收音机的中频为10.7

26、MHz，微波接收机、卫星接收机的中频为70MHz或140 MHz，等等。第6章 振幅调制、解调及混频混频器是频率变换电路，在频域中起加法器和减法器的作用。振幅调制与解调也是频率变换电路，也是在频域上起加法器和减法器的作用，同属频谱的线性搬移。由于频谱搬移位置的不同，其功能就完全不同。这三种电路都是六端网络，两个输入、一个输出，可用同样形式的电路完成不同的搬移功能。从实现电路看，输入、输出信号不同，因而输入、输出回路各异。调制电路的输入信号是调制信号u、载波uC，输出为载波参数受调的已调波;解调电路的输入信号是已调信号us、本地恢复载波ur(同步检测)，输出为恢复的调制信号u;而混频器的输入信号

27、是已调信号us，本地振荡信号uL，输出是中频信号uI，这三个信号都是高频信号。从频谱搬移看，调制是将低频信号u线性地搬移到载频的位置(搬移过程中允许只取一部分);解调是将已调信号的频谱从载频(或中频)线性搬移到低频端;而混频是将位于载频的已调信号频谱线性搬移到中频fI处。这三种频谱的线性搬移过程如图6-52所示。第6章 振幅调制、解调及混频图 6-52 三种频谱线性搬移功能(a)调制;(b)解调;(c)混频第6章 振幅调制、解调及混频2 混频器的工作原理混频器的工作原理 混频是频谱的线性搬移过程。由前面的分析已知，完成频谱的线性搬移功能的关键是要获得两个输入信号的乘积，能找到这个乘积项，就可完

28、成所需的线性搬移功能。设输入到混频器中的输入已调信号us和本振电压uL分别为us=UscostcosctuL=ULcosLt这两个信号的乘积为(6-85)第6章 振幅调制、解调及混频若中频fI=fLfc，上式经带通滤波器取出所需边带，可得中频电压为uI=UI cost cosIt (6-86)由此可得完成混频功能的原理框图，如图6-53(a)所示。也可用非线性器件来完成，如图 6-53(b)所示。第6章 振幅调制、解调及混频图 6-53 混频器的组成框图第6章 振幅调制、解调及混频下面从频域看混频过程。设us、uL对应的频谱为Fs()、FL()，它们是us、uL的傅氏变换。由信号分析可知，时域

29、的乘积对应于频域的卷积，输出频谱Fo()可用Fs()与FL()的卷积得到。本振为单一频率信号，其频谱为FL()=(c)+(+c)输入信号为已调波，其频谱为Fs()，则(6-87)第6章 振幅调制、解调及混频图6-54表示了Fs()、FL()和Fo()的关系。若输入信号也是等幅波，则Fo()将是只有(Lc)和(L+c)分量。式(6-87)中Fs()和Fo()都是双边(正、负频率)的复数频谱，因而Fs()和Fo()不但保持幅度间的比例关系，而且Fo()的相位中也包括有Fs()的相位。用带通滤波器取出所需分量，就完成了混频功能。第6章 振幅调制、解调及混频图 6-54 混频过程中的频谱变换(a)本振

30、频谱;(b)信号频谱;(c)输出频谱第6章 振幅调制、解调及混频混频器有两大类，即混频与变频。由单独的振荡器提供本振电压的混频电路称为混频器。为了简化电路，把产生振荡和混频功能由一个非线性器件(用同一晶体管)完成的混频电路称为变频器。有时也将振荡器和混频器两部分合起来称为变频器。变频器是四端网络，混频器是六端网络。在实际应用中，通常将“混频”与“变频”两词混用，不再加以区分。第6章 振幅调制、解调及混频混频技术的应用十分广泛，混频器是超外差接收机中的关键部件。直放式接收机是高频小信号检波(平方律检波)，工作频率变化范围大时，工作频率对高频通道的影响比较大(频率越高，放大量越低，反之频率低，增益

31、高)，而且对检波性能的影响也较大，灵敏度较低。采用超外差技术后，将接收信号混频到一固定中频，放大量基本不受接收频率的影响,这样，频段内信号的放大一致性较好，灵敏度可以做得很高，选择性也较好。因为放大功能主要放在中放，可以用良好的滤波电路。采用超外差接收后，调整方便，放大量、选择性主要由中频部分决定，且中频较高频信号的频率低，性能指标容易得到满足。混频器在一些发射设备(如单边带通信机)中也是必不可少的。在频分多址(FDMA)信号的合成、微波接力通信、卫星通信等系统中也有其重要地位。此外，混频器也是许多电子设备、测量仪器(如频率合成器、频谱分析仪等)的重要组成部分。第6章 振幅调制、解调及混频3

32、混频器的主要性能指标混频器的主要性能指标1)变频增益变频增益是指混频器的输出信号强度与输入信号强度的比值。变频增益可用变频电压增益和变频功率增益来表示。变频电压增益定义为变频器中频输出电压振幅UI与高频输入信号电压振幅Us之比，即(6-88)同样可定义变频功率增益为输出中频信号功率PI与输入高频信号功率Ps之比，即(6-89)第6章 振幅调制、解调及混频通常用分贝数表示变频增益，有(6-90)(6-91)变频增益表征了变频器把输入高频信号变换为输出中频信号的能力。增益越大，变换的能力越强，故希望变频增益大。而且变频增益大后，对接收机而言，有利于提高灵敏度。第6章 振幅调制、解调及混频2)噪声系

33、数混频器的噪声系数NF定义为(6-92)它描述混频器对所传输信号的信噪比影响的程度。因为混频级对接收机整机噪声系数影响大，特别是在接收机中没有高放级时，其影响更大，所以希望混频器的NF越小越好。第6章 振幅调制、解调及混频3)失真与干扰变频器的失真有频率失真和非线性失真。除此之外，还会产生各种非线性干扰，如组合频率、交叉调制和互相调制、阻塞和倒易混频等干扰。所以，对混频器不仅要求频率特性好，而且还要求变频器工作在非线性不太严重的区域，使之既能完成频率变换，又能抑制各种干扰。第6章 振幅调制、解调及混频4)变频压缩(抑制)在混频器中，输出与输入信号幅度应成线性关系。实际上，由于非线性器件的限制，

34、当输入信号增加到一定程度时，中频输出信号的幅度与输入不再成线性关系，如图6-55所示。图中，虚线为理想混频时的线性关系曲线，实线为实际曲线。这一现象称为变频压缩。通常可以使实际输出电平低于其理想电平一定值(如3 dB或1 dB)的输入电平的大小来表示它的压缩性能的好坏。此电平称为混频器的3 dB(或1 dB)压缩电平。此电平越高，性能越好。第6章 振幅调制、解调及混频图 6-55 混频器输入、输出电平的关系曲线第6章 振幅调制、解调及混频5)选择性混频器的中频输出应该只有所要接收的有用信号(反映为中频，即fI=fLfc)，而不应该有其它不需要的干扰信号。但在混频器的输出中，由于各种原因，总会混

35、杂很多与中频频率接近的干扰信号。为了抑制不需要的干扰，就要求中频输出回路有良好的选择性，亦即回路应有较理想的谐振曲线(矩形系数接近于1)。此外，一个性能良好的混频器，还应要求动态范围较大，可以在输入信号的较大电平范围内正常工作;隔离度要好，以减小混频器各端口(信号端口、本振端口和中频输出端口)之间的相互泄漏;稳定度要高，主要是本振的频率稳定度要高，以防止中频输出超出中频总通频带范围。第6章 振幅调制、解调及混频6.3.2 混频电路混频电路1 晶体三极管混频器晶体三极管混频器晶体三极管混频器原理电路如图6-56所示。由第5章晶体三极管频谱线性搬移电路的分析可知，此时的输入信号ui=us，为一高频

36、已调信号，时变偏置电压Eb(t)=Eb+u2=Eb+uL，且有UsUs，大信号工作，由第5章可得输出电流io为(6-98)输出端接中频滤波器，则输出中频电压uI为(6-99)第6章 振幅调制、解调及混频图6-62为二极管环形混频器，其输出电流io为(6-100)经中频滤波后，得输出中频电压(6-101)环形混频器的输出是平衡混频器输出的两倍，且减少了电流频谱中的组合分量，这样就会减少混频器中所特有的组合频率干扰。第6章 振幅调制、解调及混频图 6-61 二极管平衡混频器原理电路第6章 振幅调制、解调及混频图 6-62 环型混频器的原理电路第6章 振幅调制、解调及混频与其它(晶体管和场效应管)混

37、频器比较，二极管混频器虽然没有变频增益，但由于具有动态范围大，线性好(尤其是开关环形混频器)及使用频率高等优点，仍得到广泛的应用。特别是在微波频率范围，晶体管混频器的变频增益下降，噪声系数增加，若采用二极管混频器，混频后再进行放大，可以减小整机的噪声系数。用第5章所介绍的双平衡混频器组件构成混频电路，可以较高的性能完成混频功能。图6-63为由双平衡混频器和分配器构成的正交混频器。加到两个环形混频器的本振电压uL是同相的，而输入信号us则移相90后分别输入两环形混频器。结果两混频器输出的中频uI1、uI2振幅相等，相位正交。正交混频器还可用于解调QPSK(正交相移键控)信号。QPSK输入加至射频

38、端，恢复载波加至本振端，解调数据可从中频端输出。第6章 振幅调制、解调及混频图 6-63 正交混频器 第6章 振幅调制、解调及混频3 其它混频电路其它混频电路除了以上介绍的晶体管混频电路和二极管混频电路以外，第5章介绍的那些频谱线性搬移电路均可完成混频功能。图6-64是一差分对混频器。差分对电路的分析已在第5章给出，读者可按第5章的分析方法进行分析。它可以用分立元件组成，也可以用模拟乘法器组成。图 6-64 电路的输入信号频率允许高达120MHz，变频增益约30dB，用模拟乘法器完成混频功能如图6-65所示。图6-65(a)是用XCC型构成的宽带混频器。由于乘法器的输出电压不含有信号频率分量，

39、从而降低了对带通滤波器的要求。用带通滤波器取出差频(或和频)即可得混频输出。图中输入变压器是用磁环绕制的平衡不平衡宽带变压器，加负载电阻200 以后，其带宽可达0.530 MHz。XCC型乘法器负载电阻单边为300，带宽为030MHz，因此，该电路为宽带混频器。第6章 振幅调制、解调及混频图 6-64 差分对混频器线路第6章 振幅调制、解调及混频图6-65(b)是用MC1596G构成的混频器，具有宽频带输入，其输出调谐在9 MHz，回路带宽为450 kHz，本振注入电平为100 mV，信号最大电平约15 mV。对于30 MHz信号输入和39 MHz本振输入，混频器的变频增益为13 dB。当输出

40、信噪比为10 dB时，输入信号灵敏度约为7.5 V。第6章 振幅调制、解调及混频图 6-65 用模拟乘法器构成混频器 第6章 振幅调制、解调及混频场效应管工作频率高，其特性近似于平方律，动态范围大，非线性失真小，噪声系数低，单向传输性能好。因此，用场效应管构成混频器，其性能好于晶体三极管混频器。图6-66是场效应管混频器的实际线路，其工作频率为200 MHz。图6-66(a)中输入信号与本振信号是同栅注入;图6-66(b)中本振从源极注入。漏极电路中的L3、C5并联回路是对本振频率谐振，抑制本振信号输出。为了得到大的变频增益，在输入端和输出端都设置有阻抗匹配电路，使信号源和负载的50 电阻与场

41、效应管的输入、输出阻抗匹配。匹配电路由电感、电容构成的L、T型网络担任。不过，由于场效应管输出阻抗高，实际上难于实现完全匹配。第6章 振幅调制、解调及混频图 6-66 场效应管混频器的实际线路第6章 振幅调制、解调及混频为了减小由于场效应管非理想平方律特性而产生的非线性产物，场效应管混频器还可以接成平衡混频器。图6-67是一实际场效应管平衡混频器的简化电路。图上两个场效应管接成推挽电路(或称平衡电路)。信号反相加入两管的栅极，本振电压是同相加入的。漏极型网络加入到变压器T2初级。加在两管栅极的交流电压分别为uGS1=us+uL和uGS2=us+uL，两管的漏极交流电流分别为 iD1=a(us+

42、uL)+b(us+uL)2 iD2=a(us+uL)+b(us+uL)2第6章 振幅调制、解调及混频流过变压器T2的交流电流为 iD=iD1iD2=2aus+4busuL可见除了信号分量之外就是所需的和频、差频分量，比单管时减少了许多其它频率分量(如L、2L、c等)。而差频及和频分量振幅值2bULUs比单管bULUs时增加了一倍。第6章 振幅调制、解调及混频图 6-67 场效应管平衡混频器电路第6章 振幅调制、解调及混频场效应管作开关运用时，也可以用来构成平衡混频器和环形混频器。图6-68是由结型场效应管构成的环形混频器。图上本振电压加到四个场效应管的栅极，控制各管的导通和截止。由于输入电阻很

43、大，本振所需的功率不大。信号及中频电路接在场效应管的漏极和源极电路中，因此对信号源来说，场效应管只起导通和截止的二极管作用，没有放大作用和变频增益。这也是通常把这种混频器称为场效应管无源混频器的原因(前面讨论的场效应管混频器也称为有源混频器)。图中，当本振电压使a点正电位时，V1、V3导通至低阻区，c点和f点相连(只有很小的导通电阻)，d点和e点相连。信号电流按一定的方向和相位流过变压器T2。此时相当于由V1、V3构成单平衡电路。第6章 振幅调制、解调及混频当uL使b点为正时，V2、V4导通，c点和e点相连，d点和f点相连。流过T2的信号电流正好与a点电位为正的情况相反。此时相当于由V2、V4

44、构成另一个平衡电路。这样，两对管的轮流导通，就构成了双平衡混频器。流过T2的电流与二极管环形混频器完全相同。这种场效应管开关混频器与二极管混频器比较，所需的本振功率小，变频损耗小(在频率为几百兆赫兹时，变频损耗可低达l.53 dB)，动态范围大。而且四个场效应管可以集成在一个单片上，性能一致，对称性好。第6章 振幅调制、解调及混频图 6-68 场效应管环形混频器 第6章 振幅调制、解调及混频6.4 混频器的干扰混频器的干扰6.4.1 信号与本振的自身组合干扰信号与本振的自身组合干扰由第5章的非线性电路的分析方法知，当两个频率的信号作用于非线性器件时，会产生这两个频率的各种组合分量。对混频器而言

45、，作用于非线性器件的两个信号为输入信号us(fc)和本振电压uL(fL)，则非线性器件产生的组合频率分量为f=pfLqfc (6-102)式中，p、q为正整数或零。当有用中频为差频时，即fI=fLfc或fI=fcfL，只存在pfLqfc=fI或qfcpfL=fI两种情况可能会形成干扰，即pfLqfcfI (6-103)第6章 振幅调制、解调及混频这样，能产生中频组合分量的信号频率、本振频率与中频频率之间存在着下列关系(6-104)当取fLfc=fI时，上式变为(6-105)fcfI称为变频比。如果取fcfL=fI，可得(6-106)第6章 振幅调制、解调及混频当信号频率与中频频率满足式(6-1

46、05)或式(6-106)的关系，或者说变频比fcfI一定，并能找到对应的整数p、q时，就会形成干扰。事实上，当fc、fI确定后，总会找到满足上两式的p、q整数值，也就是说有确定的干扰点。但是，若对应的p、q值大，即pq很大，则意味着是高阶产物，其分量幅度小，实际影响小。若p、q值小，即阶数小，则干扰影响大，应设法减小这类干扰。一部接收机，当中频频率确定后，则在其工作频率范围内，由信号及本振产生的上述组合干扰点是确定的。用不同的p、q值，按式(6-105)算出相应的变频比fcfI，列在表 6-1 中。第6章 振幅调制、解调及混频第6章 振幅调制、解调及混频例例 调幅广播接收机的中频为465 kH

47、z。某电台发射频率fc=931kHz。当接收该台广播时,接收机的本振频率fL=fc+fI=1396kHz。显然fI=fL fc，这是正常的变频过程(主通道)。但是，由于器件的非线性，在混频器中同时还存在着信号和本振的各次谐波相互作用。变频比fc/fI=931/4652，查表6-1，对应编号2和编号10的干扰。对2号干扰，p=1，q=2，是3阶干扰,由式(6-103),可得2fcfL=29311396=466 kHz，这个组合分量与中频差1kHz，经检波后将出现1 kHz的哨声。这也是将自身组合干扰称为干扰哨声的原因。对10号干扰，p=3，q=5是8阶干扰，其形成干扰的频率关系为 5fc 3fL

48、=593131396=467kHz465 kHz，可以通过中频通道形成干扰。第6章 振幅调制、解调及混频干扰哨声是信号本身(或其谐波)与本振的各次谐波组合形成的，与外来干扰无关，所以不能靠提高前端电路的选择性来抑制。减小这种干扰影响的办法是减少干扰点的数目并降低干扰的阶数。其抑制方法如下:(1)正确选择中频数值。当fI固定后，在一个频段内的干扰点就确定了，合理选择中频频率，可大大减少组合频率干扰的点数，并将阶数较低的干扰排除。例如，某短波接收机，波段范围为230MHz。如fI=1.5 MHz，则变频比fcfI=1.3320，由表6-1可查出组合干扰点为2、4、6、7、10、11、14和15号，

49、最严重的是2号(3阶干扰)，受干扰的频率fc=2fI=3MHz。若fI=0.5 MHz，fcfI=460，组合干扰点为7号和11号，最严重的是7号(7阶干扰)，受干扰的频率fc=4fI=2 MHz。第6章 振幅调制、解调及混频由此可见，将中频由1.5MHz改为 0.5 MHz，较强的干扰点由8个减少到2个，最强的干扰由3阶降为7阶。但中频频率降低后，对镜像干扰频率的抑制是不利的。如选用高中频，中频采用70MHz，fcfI=0.0290.43，满足这一范围的组合频率干扰点也是很少的(12、16和19号)，最严重的是12号干扰(阶数7阶)，因此影响很小。此外，采用高中频后，基本上抑制了镜像和中频干

50、扰。由于采用高中频具有独特的优点，目前已广泛采用。实现高中频带来的问题是:要采用高频窄带滤波器，通常希望用矩形系数小的晶体滤波器，这在技术上会带来一些困难，当然可采用声表面波滤波器来解决这一难题，其相对带宽可做到0.02%70，矩形系数可达1.2。第6章 振幅调制、解调及混频(2)正确选择混频器的工作状态，减少组合频率分量。应使gm(t)的谐波分量尽可能地减少，使电路接近乘法器。(3)采用合理的电路形式。如平衡电路、环形电路、乘法器等，从电路上抵消一些组合分量。第6章 振幅调制、解调及混频6.4.2 外来干扰与本振的组合干扰外来干扰与本振的组合干扰这种干扰是指外来干扰电压与本振电压由于混频器的