阻波器基本原理与测试方法(完整版)实用资料.doc

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1、阻波器基本原理与测试方法（完整版）实用资料(可以直接使用，可编辑 完整版实用资料，欢迎下载）目 录1、阻波器基本原理与测试方法2、论PLC 通道传输衰耗的不对称性3、阻波器在相相耦合通道中的分流损耗4、阻波器故障隐蔽性及其危害5、调谐元件故障分析与判断6、载波通道理论小结与故障处理要点7、阻波器避雷器和调谐元件的选择与更换8、结合设备原理与测试阻波器基本原理与测试方法1 变电站母线的高频特性及其对载波通道的并联分流作用阻波器串联插入在母线与耦合电容器在输电线的接点之间，阻波器后边除母线外，还有隔离开关、断路器、互感器等。母线上接有其他方向的线路以及变压器等。同一母线其他输电线路无论是否复用载波

2、通信，都对载波信号表现出一定的对地阻抗。变压器、互感器、开关等具有对地杂散电容，母线自身除带有分布电容外，还有分布电感、分布电阻和电导。这种具有分布参数的导体将所有高压设备的对地电容以及所有进出线的阻抗连接起来，形成一个非常复杂的网路，对不同的频率以及接在不同位置的线路，表现出不同的复阻抗。这些复阻抗被称作母线或变电设备的对地高频等效阻抗，以Zb 表示。这一高频等效阻抗对于沿线路传来的载波信号而言，相当于与结合设备并联连连接，对于从结合设备发往线路的信号而言，这一阻抗则与线路并联（见下图）。因此对于载波通道的任一方向的信号，变电站的高频阻抗都会产生并联分流的影响，使通道中的信号减小。由于线路及

3、结合设备具有一定数值的阻抗（例如400欧姆），变电站母线高频等效阻抗越小，所分掉的载波电流越大，阻抗越高，所分掉的电流越小。只有隔离开关和接地刀闸打开时，才不会产生分流影响。 2 分流损耗21 分流损耗的本质变电站高频等效阻抗对载波通道的分流影响用分流损耗表示，分流损耗又称作变电站的介入损耗。所谓介入损耗，顾名思义，就是这个具有分流作用的阻抗介入载波通道前后，载波通道（线路或结合设备）所获得功率相对比值的对数的10倍，如式（1）所示。它反映的是收信功率的相对变化量，而不是收信功率绝对变化量（瓦数）的绝对电平值。如果对公式中的分子分母同时除以1mW, 那么分流损耗就从形式上化为通道介入上述分流阻

4、抗前后两种状态下所获得的绝对功率电平的差值。00lg 10p p t l l P p A -=（1）P Zb 为无穷大时（阻波器后面开路），线路上获得的功率。P o Zb 不为无穷大时（介入母线等设备），线路上所获得的功率。 如果通道所获得的功率以某种比例降低，那么通道末端收信设备所获得的功率势必以同样的比例降低。因而，通道所获得的功率电平如果因变电设备分流而下降At, 那么通道末端的收信电平势必也降低At 。根据这一原理，具有分流作用的变电设备或阻波器连接通道前后，通道收信端收信电平的降低量就是分流损耗的数值。换句话说，我们可以用拉合线路某一端开关并测量收信端电平变化量的办法来测定出这一端所

5、带设备的分流损耗。在一端状态（比如阻波器后边接地刀闸闭合）固定后，另一端连接不连接所带的变电设备所引起的收信功率的相对变化是以对端所引起的降低为基础。如果在这个基础上，本端阻波器后边由悬空（阻波器不介入通道）转入直接接地或经变电设备高频阻抗接地后，由于分流的作用，收信电平必定在原来已经降低的基础上按某一比例继续降低。显然，两端阻波器后边接地形成的总影响等于两端接地前后功率比值的乘积，对这个比值的乘积取对数，等于两个比值的对数之和，因此，两端的总分流损耗显然等于各端的分流损耗之和。线路两端所连接的变电设备规格和尺寸可能不同，高频阻抗可能不等，因而两端的分流损耗不一定相等，各有各的数值。通常，在串

6、联有规格相同并且阻抗很高的阻波器后，两端的分流损耗差异不大。22 分流损耗的理论计算和阻波器的重要意义如果用Zsr 表示线路单相导线对地输入阻抗，用Zx 表示结合滤波器线路侧输入输出阻抗，根据理论推导，变电站单相阻抗（包含阻波器阻抗）在所在一相内部形成的分流损耗与各阻抗的关系如下：(ZZ Z Z A sr x b sr x t Z +=-(2 由此式看出： （1） 结合设备线路侧输入输出阻抗Zx=0或线路输入输出阻抗Zsr=0时，分流损耗恒为0，不受变电站阻抗大小的影响。可见，阻波器后边刀闸打开与闭合时如果通道总衰耗不变，意味着进行刀闸操作的一端线路阻抗或结合设备线路侧输入阻抗为0，这显然是不

7、正常的工况。（2）变电站阻抗和阻波器阻抗为0时，分流损耗为无穷大，不受结合设备阻抗和线路阻抗的影响。这更是麻烦事。假定分流阻抗（包括变电站高频等效阻抗和阻波器的阻抗）为复阻抗Zb=Rb+jXb，将此式带入（2）后，得出：3( Z (Z|Z |Z Z X Z (Z|Z |Z Z R 1lg 102x sr 2b x sr b 2x sr 2b x sr b -+=t A通常近似地认为Zsr 、Zx 具有纯电阻性，并且结合滤波器为了获得较宽的通频带，在回波衰损指标允许的条件下其线路侧实际阻抗Zx 一般稍大于其标称阻抗，而其标称阻抗通常与线路输入阻抗Zsr 取同一数值，故可令Zx=KZsr, 带入上

8、式后：4( K (1|Z |Z X K K (1|Z |Z R K 1lg 102r 2b sr b r 2r 2b sr b r -+=t A这是计算变电站（包括所串联的阻波器阻抗）分流损耗的基本公式，此公式说明：（1） 结合设备回波损耗越小，其线路侧实际输入输出阻抗越高(Kr值越大, 变电站高频阻抗的分流损耗越大。（2） 变电站一侧高频阻抗（包括阻波器阻抗）模值越大, 分流损耗越小。（3） 线路阻抗越大, 分流损耗越大。当线路阻抗Zsr 完全等于结合设备线路侧输入输出阻抗时并且为纯电阻性时，At=10log1+RbZsr/2|Zb|22+ XbZsr/2|Zb|22=10 log1+RbZ

9、sr/Zb2 +Zsr2/4Zb2 （5）由此式可以看出:增加变电站高频阻抗中的电阻和电抗分量都可以减小其分流损耗，但增加电抗分量效果更为显著。在电阻分量一定时，增大电抗分量只会使分流损耗更小。为此，工程上一般都用阻波器阻塞阻抗中的电阻分量最低值来保证分流损耗不大于某一数值。在电阻分量有保障的条件下，变电站等效阻抗中电抗分量和电阻分量的附加，只会使其分流损耗小于更小。大部分变电站具有一定的高频等效阻抗，在某些频段，即使不用阻波器也不会出现不允许的分流损耗。但是：（1）母线阻抗与频率有复杂的关系，不能确保所使用的任何频率上具有足够高的阻抗，个别频率阻抗可能很低。（2）变电站母线运行方式不是固定不

10、变，运行方式变化后，高频阻抗将发生变化，进而使分流损耗和载波通道的总衰耗发生变化，造成信号传输质量不稳。（3）当母线出现接地故障时，母线阻抗突然降低，如果没有阻波器的阻当，载波通道信号会流失严重，造成母线故障瞬间通道总衰耗异常增大，（见阻波器故障隐蔽性及其危害）。（4）一条母线往往接有多条线路，如果各条线路上没有阻波器的阻塞，信号就可以相互串扰。母线对地阻抗越高，这种串扰越严重。考虑以上四点，即使变电站自身的高频等效阻抗比较高，分流损耗比较小，往往也需要装设一种具有足够阻抗的信号阻塞专用设备，限制变电站在各种条件下的分流损耗，保证任何情况下分流损耗不大于规定值。这种设备叫阻波器。阻波器大大地改

11、善了与母线相连的高频通道的质量和稳定性，对工频电网具有一种高频加工或处理的功效，使载波信号的传输由不可能变为可能，由不稳定变为稳定，并在一定程度上限制了各通道之间的相互干扰，故而，阻波器又称作电力线载波通道加工设备。3 阻波器分流损耗的担保值按照标准，阻波器制造厂测算分流损耗时，通常忽略母线阻抗，而将阻波器后面直接接地。这种条件下测定的分流损耗称为以阻塞阻抗为基准的分流损耗。阻波器后边刀闸接地时所测定的分流损耗，就是以阻波器阻塞阻抗为基准的对实际载波通道形成的分流损耗。另一种方法是认为母线高频阻抗的电阻分量为0，而电抗分量将好抵消阻波器阻塞阻抗中的电抗分量，使变电站一侧的阻塞阻抗只剩下阻塞阻抗

12、中的电阻分量即阻塞电阻，这时的分流损耗称为以阻塞电阻为基准的分流损耗，这种分流损耗显然大于以阻塞阻抗为基准的分流损耗。按照国际标准和国家标准，无论是以阻塞电阻为基准的分流损耗还是以阻塞阻抗为基准的分流损耗，在阻波器工厂测试时，都认为结合设备线路侧阻抗与线路阻抗相等，为纯电阻性，其数值为用户所提供的输电线路的特性阻抗。在这种设计和检测条件下，工厂担保以阻塞电阻为基准的分流损耗不大于2.6dB, 这要求阻塞电阻不小于线路特性阻抗的1.41倍的。按照这一标准，线路特性阻抗为400欧时（110kV 以下线路），阻波器阻塞电阻下限为570欧，线路特性阻抗为300欧姆时（500kV 线路），阻塞电阻下限为

13、424425欧姆。国产阻波器一般情况下按570欧阻塞电阻供货，除非少数用于超高压线路（300欧姆）的阻波器要求带宽较大，按570欧姆设计时带宽不能满足要求，才将阻塞电阻设计为425欧姆。以阻塞电阻为基准的分流损耗的测量比较麻烦，需要使用阻抗分析仪或电桥才能快速测量。80年代以前，阻波器只按阻抗模值供货，自80年代后期，国内阻波器工厂才按阻塞电阻或以阻塞电阻为基准的分流损耗设计制造产品。在带阻式宽带阻波器的中心频率和高阻式宽带阻波器的较高频段，阻塞阻抗的电抗分量可以忽略，两种分流损耗差别不大。 4 母线高频阻抗对分流损耗的影响阻波器接入系统并且送电运行时，分流损耗不完全取决于阻波器阻抗的大小，显

14、然还与阻波器后边所连接的母线对地阻抗有关。母线高频阻抗很难为0，因而多数情况小具有减小分流损耗的趋势。尤其是按阻塞电阻设计的阻波器，因电阻分量为主，母线阻抗通常只会减小，除非阻波器的边界频率，含有较大的电抗分量时可能被母线阻抗抵消。显然，一般情况下，阻波器后边连接母线时的分流损耗应当小于阻波器后边直接接地时的分流损耗。由此可以知道，载波通道由带母线运行（相当于经母线高频阻抗间接接地）突然转入阻波器后边直接接地后，收信电平的降低量并不等于阻波器后边直接接地时的分流损耗，而是两种状态下的分流损耗的差值，如果阻波器无故障，这个变化量显然要小于由阻波器后边悬空而转入直接接地时的收信电平变化量（3dB

15、甚至3.1dB ）。高频保护收发信机的3dB 储备电平一旦消失，就要告警。根据以上分析，3dB 储备电平的设置显然应当以带母线正常运行时的收信电平为基准。由下文的分析计算可以知道，如果以一端甚至两端阻波器后边悬空时的收信电平为基准收信电平，那么即使阻波器正常无故障，接地刀闸闭合后也可能告警，这显然是过于严格的。5 结合设备对阻波器分流损耗的影响阻波器介入系统并且后边接地时，其工作条件与标准规定的实验条件有很大出入，其中最大的差别之一是，结合设备线路侧的实际阻抗并不等于线路特性阻抗而往往更高。结合设备回波损耗指标越低，实际阻抗对其标称值的比值Kr 越大。由公式（4）可以计算，结合设备的Kr 越大

16、，阻波器后边接地（经母线高频阻抗接地或经刀闸直接接地）时的分流损耗越大。按公式（4）计算，如果忽略阻波器阻塞阻抗中的电抗分量，那么在阻波器后边经刀闸直接接地时，分流损耗如表1所示。表1 阻波器分流损耗与结合设备回衰耗指标的关系 表1所列数值说明，当阻波器为宽带阻波器并且结合设备回波损耗指标为12dB 时，当一端阻波器由后边悬空转入直接接地后，即使阻波器无故障，终端机收信电平降低量也可能达到3 dB甚至3.1dB 。当两端阻波器后边同时由悬空转为直接接地时，这个降低量有可能达到6dB 甚至6.2dB 。显然，以两端阻波器后边悬空时的收信电平为基准设置高频保护收发信机的3dB 储备电平显然是错误的

17、。6线路阻抗波动对分流损耗的影响 图2 线路阻抗与位置的关系阻波器所在的线路，其输入阻抗未必等于工厂实验时所采用的、人们所公知的特性阻抗，比如500kV 的300欧姆，110kV 的400欧姆，220kV 分裂导线的350欧姆。电磁波在线路对端因阻抗失配而发生反射后，反射波与入射波相互干涉，在某些点电压提高而电流减小，使阻抗增大，在另外一些点，电压降低电流增大从而使输入阻抗降低，变化的周期为1/4波长，见图2。由于这个缘故，在线路对端不匹配的条件下，发信端的输入阻抗对线路长度的反映具有周期性，增长1/4波长阻抗可能会降低，缩短1/4波长，阻抗有可能增大。此外，由于电磁波在线路上传播的波长与频率

18、有关，因而线路长度一定时，发信端的输入阻抗与频率有关，某些频率下输入阻抗大于其特性阻抗，另外一些频率下则小于特性阻抗大。只有线路长到反射波可以忽略不计时，这种周期性变化才不会出现。这就是超高压远距离线路容易调试而城市周围短线路常常难以对付的一个重要原因。由公式（4）可知，线路输入阻抗的降低，会使分流损耗下降，但如果线路输入阻抗被反射波抬高，则会增大分流损耗。也就是说，表1所列的计入结合设备实际阻抗的分流损耗理论计算值，在实际系统中仍有可能被超过。换句话说， 刀闸接地条件下的分流损耗在较小程度上超过表1所列的理论计算值时，不一定意味着阻波器的损坏，有可能是线路阻抗偏高所引起的正常现象。这种情况下

19、，如果要准确判断阻波器是否正常，就应断开阻波器与线路的连接，排除他们的影响来测试分流损耗。7 阻波器阻塞特性常见的阻波器调谐方式有三种，它们用于不同场合，各有优缺点。 71 单频阻波器又称单频展宽阻波器，只用于带宽要求较窄的保护通道。调谐电路及阻抗频率曲线见图3。带宽计算公式：B=f2-f 1=3.14Kfo 2L/Rmin f 1=fo 2+(0.5B21/2 - B/2式中，L 为主线圈额定电感，H; 由于带宽要求不高，主线圈电感通常较小，比如0.2mH, 阻塞频率很低时，使用0.5mH 或1.0mH 主线圈。Rmin 为最小阻塞电阻（一般取800欧），B 和f 的单位为Hz ；K 为经验

20、休整系数，f o 在100kHz 以上时可取0.85，在100kHz 以下时可取 0.8。特点：（1）在所阻塞的中心频率即振频率上阻抗较高，阻塞电阻可达1600欧姆以上，边界频率阻塞电阻按800欧设计。（2）阻塞的中心频率电抗分量较小，以阻抗电阻分量为主，稍稍离开中心频率，就有较大的电抗分量，以阻塞阻抗为基准的分流损耗明显小于以阻塞电阻为基准的分流损耗。所以在现场测量以阻塞阻抗为基准的分流损耗时，测试结果应当明显小于工厂测试的以阻塞电阻为基准的分流损耗。这一特点带来一个现场测试的问题：测试单一频率的分流损耗无法准确鉴定阻波器是否损坏。检验这种阻波器的理想办法是：直接测试阻塞频带（4 kHz）内

21、的阻塞电阻。 缺点：（1）带宽较窄，主要用于继电保护专用通道。（2）调谐电容支路中没有电感，且阻尼电阻较小（尤其是主线圈电感较小时）在波前陡峭的冲击过电压作用时，电容支路的冲击电流很大，调谐元件容易烧损。72 带阻式宽带阻波器国际上比较常见的用于通信或通信/保护复用通道的阻波器。其调谐电路及阻抗特性曲线见图4。带宽计算公式：B=f2-f 1=6.28Kfo 2L/Rmin f 1=fo 2+(0.5B21/2 - B/2式中，L 为主线圈额定电感，H; Rmin 为最小阻塞电阻（一般取570，个别500kV 以上线路要求带宽较大时取425），B 和f 的单位为Hz ；K 为经验休整系数，f o

22、 在100kHz 以上时可取0.90，在100kHz 以下时可取 0.8。特点：（1）带宽较大，可用于较低频段，比如对于1mH 阻波器，可在58kHz 126kHz 的频段上调谐出570欧姆以上的电阻分量。（2）阻塞频带的中心频率附近电抗分量较小，以阻抗电阻分量为主（实际上多在600欧姆左右），但在边界频率附近，含有较大的电抗分量，以阻塞阻抗为基准的分流损耗明显小于以阻塞电阻为基准的分流损耗。（3）电容C2支路串联有电感和较大的电阻，冲击电流较小，承受陡冲击过电压的能力较好，但C1支路承受陡冲击能力较差。缺点： 元件较多，成本较高。 7.3 高阻式宽带阻波器这是90年代开发的用于通信或通信保护

23、复用通道的阻波器。其调谐电路及阻抗特性曲线见图5。下边界频率f1的计算公：f 1=Rmin /(6.8L特点：（1）阻塞频带的大部分频段上电抗分量较小，以阻抗电阻分量为主，但在边界频率f1附近，含有较大的电抗分量，以阻塞阻抗为基准的分流损耗明显小于以阻塞电阻为基准的分流损耗。（2）电容C2支路串联有电感和较大的电阻，冲击电流较小，承受陡冲击过电压的能力较好.（3）带宽相对较大。缺点：只用于较高频段，和1mH 以上阻波器。低频段不能使用。对于1mH 阻波器，下边频为84kHz ，对于2mH 阻波器，下边频为48kHz ，阻塞电阻为570欧姆（实际上多在600欧姆左右）。如果阻塞电阻要求较低，比如

24、425欧姆，下截止频率按阻塞电阻成比例降低。 8 阻波器分流损耗的测量81 分流损耗测量原理按照分流损耗的定义，其测试电路的原理如图6所示。 开关K 打开时，测量负载Zfz 上所获得的电压电平，闭合后再一次测量该电平，二者相减，即为试品在给定条件或模拟条件下的以阻抗为基准的分流损耗。 图中信号源Ex 和信号源内阻Rx 如果是代表结合设备，则Zfz 代表线路的输入阻抗。Zb 为对载波通道形成影响的分流阻抗（如果阻波器后边直接基地，则仅包括阻波器的阻塞阻抗，如果带母线运行，则还包括母线高频阻抗）。82 两端阻波器总分流损耗的测量发现通道总衰耗异常增大时，如果二次设备无故障，可初步测量两端阻波器的总

25、分流损耗。方法如下两端接地刀闸打开，使两端阻波器后端悬空，相当于线路两端只接结合设备，无并联分流设备。任意一端发信，另一端接收，测量接受电平P1。两端接地刀闸闭合，使两端阻波器后边接地，再测量收信端电平P2，P1-P2就是通道两端阻波器的总分流损耗，它应不超过表1所列理论计算值的两倍。为了在此过程中初步判断哪一端阻波器出现问题，可在两端刀闸接地状态下，调换收发信端，比较哪一端发信时通道传输衰耗明显偏大。83 单端阻波器分流损耗的测量在发现两端阻波器总分流损耗偏大并检测出某一端发信时通道传输衰耗明显偏大后，可只在发信时传输衰耗较大的一端测量发信端阻波器分流损耗，方法如下：对端接地刀闸始终打开，阻

26、波器后边悬空，并由对端发信，本端接地刀闸打开时测量一次收信电平，本端接地刀闸闭合后再测量一次，两种状态下的收信电平之差为本端阻波器分流损耗，其值应不超过表1所列的理论计算值。84 排除线路阻抗和结合设备影响的分流损耗测试如果上述测量结果在较小的程度上超过理论计算值，无法确认阻波器是否有故障，可以用下述方法排除线路阻抗波动和结合设备阻抗偏差对分流损耗产生的影响。方法如图7所示。图中两个标准电阻Rx 的阻值取线路特性阻抗或结合设备线路侧标称阻抗（阻波器阻塞电阻为425欧姆时，Rx 取300欧姆，阻波器阻塞电阻为570欧姆或更高时，Rx 取400欧姆）。开关K 打开时测量模拟负载Rx 上的电平P1

27、,K闭合后再测量该电阻上的电平得P2，二者之差即为理想条件下以阻波器阻塞阻抗为基准的分流损耗，这个测试结果排除了结合设备以及线路输入阻抗的不确定性，与工厂设计条件完全一致，所以其数值应当等于公式（5）的计算结果或小于工厂担保值。使用这种方法测试时，如果将仪器仪表放在地面上，而试品架在高空，使得测试引线较长，可能带来一些小的测试偏差。为避免这一现象，可将仪器仪表放在升高车上，在高空进行测量。 另外需要注意的是，与阻波器连接的隔离开关及接地刀闸对地电容可能带来 一些影响，尤其是在高频段更要主义，为此，最好解开刀闸与阻波器的连接。 图7 排除线路和结合设备的分流损耗测试85 阻波器阻抗的测量验收阻波

28、器阻塞特性，习惯上用阻塞阻抗。但目前许多单位的测量存在较大的问题，需要引起注意。（1） 电压表法 用这个方法测量U1、U2的绝对值或电平后，由下式算出阻波器阻抗模值：|Zb|=(U1/U2-1*R2 或用电平表示：|Zb|=（10 p1-p2-1）*R2这个方法以被试阻抗为纯电阻性的假定为条件。但阻波器阻抗中或多或少地含有电抗分量，因而阻波器上的电压与比较电阻上的电压相位不完全相同，二这的矢量和等于电压矢量U1，但二者的算术和并不等于U1的模值。因此这个方法只能用于阻波器为纯电阻的情况，当阻塞阻抗中含有较多的电抗分量时，将存在较大的方法误差。示例：标准电阻R2为75欧姆，其电压U2为26.87

29、2V, 试品Zb 与标准电阻上的总电压31V ，根据有关资料提供的公式Zb=(U1/U2-1*75=11.52欧姆，然而实际上Zb=j43.3欧姆，与测试之相差甚远。（2） 比较法 这个方法从原理上讲具有正确性，可以测出阻波器阻抗的模值|Zb|。然而，一般电平表的输入阻抗较低，入口的杂散电容较大，与试品并联时，如果阻波器阻抗中含有电容性电抗或纯电阻性，会降低试品上的电压，使测试结果出现明显的负偏差。对于单频阻波器，将使频段下移，即中心频率以上阻抗降低，中心频率以下阻抗抬高。因此，这种方法只能用于小阻抗的模值测量，比如同轴电缆输入阻抗测量，用于阻抗较高的阻波器测量时，偏差较大，尤其在高频段，更是

30、如此。（3） 用网络分析仪测量阻抗目前有许多直读式阻抗分析仪，不仅可以测试阻抗的各个分量，并且通过校准程序可以排除引线参数和仪表入口参数的影响，比较准确。ZLY6602为一种专用的阻滤波器测试仪，具有较理想的电磁兼容性，可在现场准确测量。不仅可以测量阻抗、电阻分量、电抗分量，还可直接测试出以阻塞电阻为基准的分流损耗，以及结合滤波器的回波损耗，并可在十余秒内打印出测试结果。 国内有些同类产品只能用在户内，用在开关站现场测量常常存在较大误 差。所以选择这种仪表时要注意技术比较，不可单纯地考虑价格。 图 10 用专用仪器测量阻波器的阻抗和分流损耗 16 目 录1.1 开关整流器的分类与构成1.1 开

31、关整流器的分类与构成1 开关整流器基本原理框图开关整流器基本原理框图如图1.1-1所示。 图1.1-1 开关整流器基本原理框图具体说明如表1.1-1所示。表1.1-1 开关整流器基本原理说明2 开关整流器的特点 （1） 重量轻、体积小采用高频技术，去掉了工频变压器，在输出同等功率的情况下，与相控整流器相比较，开关整流器的体积只是相控整流器的1/10，重量约为1/10。（2） 功率因数高相控整流器的功率因数随可控硅导通角的变化而变化，在全导通时，一般大于0.7，小负载时，仅为0.3左右。经过校正的开关电源功率因数一般大于0.93，并且基本不受负载变化的影响（对20%以上负载）。（3） 可闻噪声低

32、在相控整流设备中，工频变压器及滤波电感工作时，产生的可闻噪声一般大于60 dB。 在无风扇噪声的情况下，开关电源可闻噪声仅为45 dB左右。（4） 效率高开关电源采用的功率器件一般功耗较小，带功率因数补偿的开关电源其整机效率大于88%。（5） 冲击电流小开机冲击电流可限制在额定输入电流的范围。（6） 模块式结构由于体积小，重量轻，可设计为模块式结构。目前，开关整流器主要分为以下两类。组成的电路 作用输入回路 将交流输入电压整流滤波变为较平滑的高压直流电压 功率变换器 将高压直流电压转换为频率大于20 Khz的高频脉冲电压 整流滤波电路 将高频的脉冲电压转换为稳定的直流输出电压开关电源控制器根据

33、输出直流电压取样控制功率开关器件的驱动脉冲的宽度，从而调整开通时间以使输出电压可调且稳定从框图中可见，由于高频变压器取代了笨重的工频（50 Hz）变压器，使稳压电源的体积和重量大大减小z 采用硬开关技术设计的整流器。z 采用软开关技术设计的整流器，主要指谐振型开关整流器。 两种开关整流器的比较如表1.1-2所示。表1.1-2 两种开关整流器的比较一览表1.2 开关整流器功率变换电路1 基本工作原理（1） 正激式开关电源的核心部分是正激式直流-直流变换器，基本电路如图1.2-1所示： 图1.2-1 正激式直流-直流变换器原理图（2） 其工作过程说明如下。z 当开关管V1导通时，输入电压U in

34、加到变换器初级线圈两端，去磁线圈上产生的感应电压使二极管V2截止，次级线圈上感应的电压使V3导通，并将输入电流的能量传送给电感L 0、电容C 和负载。同时在变压器T 中建立起磁化电流。开关整流器名称特点硬开关技术设计的整流器1功率开关器件工作在强迫关断（即电流不为零）和强迫导通（即电压不为零）方式2在开关器件的导通和截至期间，存在一定的功率损耗 3开关频率的提高受到限制，一般控制在300 kHz左右 4硬开关技术已完全成熟，如何减少开关器件的损耗，提高整机的效率有许多有效的措施 5整机效率可大于91%6技术成熟，对高频信号干扰的处理方式完善，主回路可靠，制造成本易于控制软开关技术设计的整流器1

35、各开关器件可实现零电压导通和截止，减少了开关损耗，提高开关频率2工作频率可大于10 MHz3按过零开关方式，可以将谐振型开关技术分为零电流开关型（ZCS ）和零电压开关型（ZVS ）两大类 z 当V1截止时，V3截止，L 0上的电压极性反转并通过续流二极管V4继续向负载供电，变压器中的磁化电流则通过、V2向输入电源U in 释放而去磁。 z 具有箝位作用，其电压等于输入电压U in ，在V1再次导通之前，T 中的去磁电流必须释放到零，即T 中的磁通必须复位，否则，变压器T 将发生饱和，导致V1损坏。z 通常，采用双线并绕耦合方式。 z V1的导通时间应小于截止时间，即占空比0.5，否则T 将饱

36、和，可从下面的推导来证明。参见图1.2-2。 图1.2-2 正激式直流-直流变换器波形图在0t 1时，即V1导通期间T ON ，此时激磁，有： U in =（V ）, = =(- 式中为在情况下的剩余磁感应强度。=， 在时，即截止期间，此时去磁，有： 当时，比较上两式，当时，则，此时铁心磁通量复位；当时，则，即去磁电流未释放到零，磁通量未复位而高于起始值，如此必将趋向饱和。 由图1.2-2所示可得出： 、中的电流最大值为： 电流最大值为：（为变压器初级电感量） 上最大电压： 上最大反向电压： 和上最大电压： 和关系： 2 当需要较大的输出功率时，一般采取电压迭加式的双正激开关电路，如图1.2-

37、3所示。 图1.2-3双正激开关电路原理图（1） 电路特点z 两个正激电路并联，T1和T2反相180驱动，功率增大一倍，输出频率增加一倍，纹波及动态响应改善。z K1和K2串联（K3、K4），开关管耐压减半。z 取消了反馈线圈，V1、V2、V3、V4为馈能路径，降低了变压器的制作工艺等要求。z 具有死区限制特性，两部分电路不存在共态导通问题，可靠性较高。（2） 特性分析z 正 激：导通时输入馈电给负载，截止时L 供电给负载，称为正激式。z 耐 压：单管正激，开关管最大电压为2。 z 双管正激：开关管最大电压为。 z 变压器：变压器利用率不高（仅使用磁滞回线第一象限），工艺制作上要加馈能线圈。z

38、 用 途：由于双管正激并联电路具有输出功率大，输出方波频率加倍，易于滤波，开关管耐压减半约为输入电压，取消变压器馈能线圈等优点，因此，广泛应用于大功率变换电路中，被认为是目前可靠性较高，制造不复杂的主要电路之一。 1 基本工作原理（1） 反激式开关电源中应用最多的是自激型电路，图1.2-4所示为自激型反激式直流变换器的基本电路。 图1.2-4 反激式直流变换器原理图（2） 其工作过程说明如下。接通 ，通过启动电路、在基极中流过小电流，初级线圈启动，在反馈线圈上产生一个感应电压；此电压使基极电流进一步增大，导致集电极电流进一步增大，形成正反馈过程，使很快饱和。 此时，两端电压使反偏，随着集电极电

39、流上升，上压降增加，的基极电位由于稳压管而保持不变，故基极电流不断减少，开始退出饱和区向截止状态转换。 的基极电流减少引起集电极电流减小，、及上的极性均发生颠倒，的基极电流进一步减小，其集电极电流也随之减小，形成正反馈过程，使很快截止。 截止期间，由于极性颠倒使导通，在导通期间所存储的磁能转成电能而释放，供给负载。当磁能全部释放完毕，上压降为零，此时启动电路重新开始工作，周而复始，形成自激振 荡。 图1.2-5所示为自激型反激式电路的电压、电流波形图。 图1.2-5 反激式直流变换器波形图从图1.2-5所示中可见： 整流二极管上的最大反压： 周期与输入电压及输出电压的关系式为： 从上式中可知，

40、当、一定时，与成反比，属于脉冲宽度与频率混合调制，也是自激型电路的主要特征。 变压器初级电流与输入电压、输出电压的关系式为： 从上式可知，当、一定时，增大，减少；当、为一定时，与（即 ）成正比；在等于，以及等于时，值最大。 上述两式为设计自激型电路的主要依据。输出电压与输入电压之间的关系为：= 2 特性分析反激式：在 导通期间反偏，截止时正偏，供给负载功率。 耐 压：集电极承受最大电压值，。 变压器：利用率不高（单方向）。 应 用：一般用在小功率输出场合。1 基本工作原理推挽式功率变换电路原理图，如图1.2-6所示，这种电路典型波形图，如图1.2-6所示。工作时两个功率开关管V1、V2交替导通

41、或截止。当V1和V2分别导通时，W 1和W 2有相应的电流流过，这时变换器次级将有功率输出。当V1导通，V2截止时，V2集射两端承受的电压为2倍的U in ，而在V1、V2都处于截止时它们所承受的电压为输入直流电压U in 。 图1.2-6 推挽式功率变换电路和典型波形图从图1.2-6中可见，开关管最大耐压为2倍的输入电压U in 。2 电路特点（1） 由于功率开关器件发射极是共地的，所以基极驱动电路无需隔离，使驱动电路简化；（2） 使用两个功率开关器件可获得较大的功率输出；（3） 功率开关器件耐压应大于2 Uin 值。3 应用推挽式功率变换电路在早期的开关电源中有所采用，近期已很少采用。1

42、基本工作原理全桥式功率变换电路原理图，如图1.2-7所示，这种变换电路的典型波形图，如图1.2-7所示。它由四个功率开关器件V1V4组成，变压器T 连接在四桥臂中间，相对的两只功率开关器件V1、V4和V2、V3分别交替导通或截止，使变压器T 的次级有功率输出。当功率开关器件V1、V4导通时，另一对V2、V3则截止，这时V2和V3两端承受的电压为输入电压U in 在功率开关器件关断过程中产生的尖峰电压被二极管V5V8箝位于输入电压U in。 图1.2-7 全桥式功率变换电路和典型波形从图中可见，开关管最大耐压为输入电压值。2 电路特点（1） 全桥式变换电路中一般选用的功率开关器件的耐压只要大于U

43、 inmax即可，比推挽式功率变换电路所用的功率开关器件需承受的电压要低1/2；（2） 由于使用箝位二极管V5V8，有利于提高电源效率；（3） 电路使用了四个功率开关器件，其四组驱动电路需隔离。3 应用全桥式功率变换电路主要应用于大功率变换电路中。由于驱动电路复杂且均需隔离，因此在电路设计和工艺结构布局中要有足够的考虑。1 基本工作原理半桥式功率变换电路原理图和波形图，如图1.2-8所示。 图1.2-8 半桥式功率变换电路和波形图半桥式功率变换电路与全桥式电路相类似，只是其中两个功率开关器件改由两个容量相等的电容器C1和C2代替。C1和C2的作用主要是实现静态时分压，使U a =1/2Uin

44、。当V1导通，V2截止时，输入电流方向为图中虚线方向，向C2充电；当V1截止，V2导通时，输入电流方向为图中实线方向，向C1充电。当V1导通，V2截止时，V2两端承受的电压为输入直流电压U in ，（全桥类似,但开关管只有两只），在同等输出功率的条件下，功率开关器件V1、V2所通过的电流则为全桥式的两倍。从图1.2-9所示中可知：V1、V2开关管承受最大的电压值均为U in 值。对于高压输入、大功率输出的情况下，一般采用图1.2-9所示的电路方式。 图1.2-9 变形的半桥式功率变换电路在电路中开关器件V1、V2为一组，V3、V4为一组，双双串联，可减少单管耐压值。在实际应用电路中开关器件V1

45、、V2、V3、V4可采用双管或多管并联，可解决大电流输出问题；共用变压器，提高变压器利用率；而且具有抗不平衡能力。2 应用在变形的串联型半桥式功率变换电路中，V1、V2或V3、V4每只开关管的最大耐压值仅为U c1或U c2值，如果C1=C2，则U c1=Uc2=Uin /2值，因此，可以选择降低耐压的开关管。另外，V1、V2、V3、V4可以采用多管并联方式工作，增大输出电流的容量；对于变压器T1可以工作在正反方向，大大地提高变压器效率。鉴于上述优点，该电路得到了较广泛的应用，特别是在高电压输入和大功率输出的场合，其应用越来越普遍。1 变压器利用率单端正激，反激变换器磁心中磁感应强度的变化量B

46、=Bm-Br ，磁滞回线仅在第一象限内变化，如图1.2-10所示，因而变压器利用率低。推挽式、全桥式、半桥式变换器用的磁心在工作时，所产生的磁通都沿着交流磁滞回线对称地上下移动，B=2Bm，这三种功率变换器的磁心是全磁滞回线工作的。全磁滞回线工作的变换器磁心中的磁感应强度变化量比一般的单端变换的磁心中的磁感应强度变化量高一倍左右，在输出同等功率的情况下所用的磁心体积将相应缩小。 图1.2-10 变压器磁滞回曲线2 对功率器件的要求推挽式、全桥式、半桥式三种变换器电路的功率开关器件在一个周期内各导通一次，其承受的电流相对较小，并在变换器次级输出整流后的准方波也将成倍增加，使直流输出脉动成分也相应减小。在单端式和推挽式电路中，功率开关器件耐压为输入直流电压的两倍。在桥式变换器电路中，功率开关器件耐压值仅等于输入电压值U in。 3 对控制驱动电路的要求推挽式、全桥式、半桥式功率变换电路，其驱动脉冲最大宽度必须小于T/2，同时要留有一定的“死区”（即可变不可调部分）。“死区”持续时间应略大于功率开关器件的存储时间，以防止共态导通（两管同时导通）而造成开关器件损坏，而单端正激电路则