ADC_DESIGN.pdf

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1、 电子工程师必备电子书 ADC/DAC应用设计宝典 目 录 第一章 ADC与DAC概念 1 第二章 ADC与DAC原理 1-3 第三章 ADC与DAC基础知识详解 3-43 第四章 ADC与DAC 实用设计问答 43-45 第五章 20款主流ADC/DAC器件综合介绍 46-51 第六章 22篇相关技术参考资料 51-56 欢迎您进入【电子工程世界】欢迎您进入【电子工程世界】第一章 ADC与DAC概念 什么是ADC?“ADC”Analog-to-Digital Converter的缩写，指模/数转换器或者模拟/数字转换器。真实世界的模拟信号，例如温度、压力、声音或者图像等，需要转换成更容易储存

2、、处理和发射的数字形式。模/数转换器可以实现这个功能。什么是DAC?“DAC”是Digital-to-Analog Canverter的缩写，指数/模转换器或者数字/模拟转换器。ADC和DAC有什么区别？不，这不是一个“愚弄人的”问题或脑筋急转弯，并且我认为我们的读者都非常清楚模数转换器(ADC)及数模转换器(DAC)的基本功能。但在如何使用这些转换器以及人们的认知度上也存在着哲理性区别。用最简单的话讲，ADC是用来捕获大量未知的信号，并把它转换成已知的描述。相反，DAC是接受完全已知的、深刻理解的描述，然后“简单地”产生等效的模拟数值。简而言之，DAC工作在确定的领域，而ADC则工作在随机输

3、入信号和未知性领域，只要输入在规定的范围内。在传统的信号处理理论中，比如在Harry L.Van Trees的经典著作Detection,Estimation,and Modulation Theory中介绍的那样，信号处理面临着不同程度的挑战。举例来说，一个特征参数已经相当明了的信号(如受到AM调制的模拟信号)与一个充满了许多未知参数的信号(如受到噪声干扰的雷达反射波)相比，评估起来要容易得多。因此ADC面临的挑战确实要比DAC大得多。为了充分发挥ADC的功能，特别是较高性能(速度或精度)的ADC，需要采用精心设计的模拟信号调节输入信道，通常还带有与ADC本身精确匹配的ADC驱动器。DAC的

4、设计要简单得多。不过这种相对的简单不应让设计师对DAC设计产生松懈心理。实际应用中设计师很容易对DAC的模拟输出电路不予以足够的重视，比如在摆率、输出驱动(电压、电流、范围)等参数和负载故障保护方面，而这样做很容易导致原型评估和产品现场应用时发生令人头疼的电路和系统级问题。第二章 ADC与DAC原理 一、转换原理 欢迎您进入【电子工程世界】欢迎您进入【电子工程世界】数字量是用代码按数位组合起来表示的，对于有权码，每位代码都有一定的位权。为了将数字量转换成模拟量，必须将每1位的代码按其位权的大小转换成相应的模拟量，然后将这些模拟量相加，即可得到与数字量成正比的总模拟量，从而实现了数字模拟转换。这

5、就是组成D/A转换器的基本指导思想。下图表示了4位二进制数字量与经过D/A转换后输出的电压模拟量之间的对应关系。由下图还可看出，两个相邻数码转换出的电压值是不连续的，两者的电压差由最低码位代表的位权值决定。它是信息所能分辨的最小量，也就是我们所说的用1LSB(Least Significant Bit)表示。对应于最大输入数字量的最大电压输出值（绝对值），用FSR(Full Scale Range)表示。图中1LSB=1kV；1FSR=15kV(k为比例系数)。D/A转换器输入数字量与输出电压的对应关系 二、一般组成 位D/A转换器的方框图如图所示。n位D/A转换器方框图 D/A转换器由数码寄

6、存器、模拟电子开关电路、解码网络、求和电路及基准电压几部分组成。数字量以串行或并行方式输入、存储于数码寄存器中，数字寄存器输出的各位数码，分别控制对应位的模拟电子开关，使数码为的位在位权网络上产生与其权值成正比的电流值，再由求和电路将各种权值相加，即得到数字量对应的模拟量。三、D/A转换器分类 欢迎您进入【电子工程世界】欢迎您进入【电子工程世界】第三章 ADC与DAC基础知识详解 本系列文章分为5个部分，第一部分介绍采样的概念以及奈奎斯特（Nyquist）采样准则。第5部分同样也说明了如何运用欠采样和抗混叠滤波器。第一部分 图2-1所示为典型的采样数据DSP系统的方框图。在实际模拟到数字的转换

7、之前，模拟信号一般要经过某些种类的信号调节电路，这些信号要执行像放大、衰减和滤波这样的功能。需要用低通/带通滤波器把不需要的信号从有用带宽中消除掉，并能防止混叠发生。图2-1：基本的采样数据系统。 欢迎您进入【电子工程世界】欢迎您进入【电子工程世界】图2-1所示的系统为一个实时系统，也就是说到ADC的信号是以等于fs的速率被连续地采样，然后ADC又以这样的速率向DSP提供新的样本。为了保持实时的工作，DSP必须在采样间隔内执行所有需要的计算1/fs，并在来自ACD的下一个样本出现之前，把输出样本提供给DAC。典型的DSP功能的实例即是数字滤波器。在FFT分析中，数据模块首先被传输到DSP内存中

8、。FFT 在新的数据模块被传输到存储器时被计算，以便保持实时的操作。在数据传输间隔期间，DSP 必需计算 FFT，以便为处理下一个数据模块做好准备。要注意的是：只有在DSP数据必须被转换回模拟信号(例如在语音带宽或视频应用)的情况下，才需要DAC。在许多应用中，在最初的A/D转换后，信号要完全地保持数字格式。同样，在一些应用中，如在CD播放器电子设备中,DSP单独负责产生到DAC的信号。如果采用 DAC，也必须采用抗镜像滤波器把镜像频率消除。在实际的模拟到数字和数字到模拟的转换过程中，涉及到两个关键的概念：离散时间采样和因量子化产生的有限振幅分辨率。对这两个概念的理解是DSP应用的关键。模拟信

9、号的离散时间采样 模拟信号的离散时间采样和量子化的概念如图2-1所示。连续的模拟信号必需在离散间隔内被采样，ts=1/fs，对它必需加以仔细地选择以确保原始模拟信号的正确表示。很显然，被采用的样本越多(采样率越快),数字表示更精确，但是如果被采用的样本越少(采样率越慢)，总会遇到重要信息实际上被丢失的点。这让我们提出了如图2-2中给出的奈奎斯特定律。图2-2:奈奎斯特定律。简单地说，奈奎斯特定律要求采样频率至少是信号带宽的两倍，否则与信号有关的信息就会丢失。如果采样频率不到模拟信号带宽的两倍，混叠的现象就会出现。为了弄明混叠在时域和频域两方面的含意，如图2-3所示，首先要考虑单音正弦波的时域表

10、示。在这一实例中，采样频率只是稍微比模拟输入频率fa要大一些，并且违反了奈奎斯特定律。要注意的是实际的样本模式，在等于(fs?C fa)的更低频率产生了混叠的正弦波。这种假定的相应的频域表示如图2-4B所示。现在再考虑单频正弦波的频率fa，它是通过理想脉冲采样器(参见图2-4A)在频率fs上被采样的。如图所示假定fs 2fa。采样器的频域输出显示了每个fs倍频周围原始信号的混叠或镜像,也就是说，它处在与|Kfs fa|,K=1, 欢迎您进入【电子工程世界】欢迎您进入【电子工程世界】2,3,4,相等的频率上。图2-3:时域内的混叠。图2-4:采用理想的采样器进行采样的、频率为fa的 模拟信号在|

11、Kfs fa|,K=1,2,3,.处具有镜像。奈奎斯特带宽被定义为从dc 到fs/2的频谱。该频谱被分割为一个有着无限数目的奈奎斯特区，如图所示，每个区有一个与0.5 fs 相等的带宽。实际上理想的采样器继FFT处理器之后由ADC所取代。FFT处理器只能提供从 dc 到 fs/2的输出，如出现在第一个奈奎斯特区中的信号或混叠。现在再对第一个奈奎斯特区(见图 2-4B)外的信号予以考虑。信号频率只稍微比采样频率像小一点，这与图2-3所示的时域表示中显示的状态是一致的。要注意的是：即使该信号在第一个奈奎斯特区外，其镜像(或混叠)(fs?Cfa)却不在第一个奈奎斯特区内。再返回图2-4A，显然如果不

12、需要的信号出现在任何镜像频率的fa上，它也会出现在fa中，因此，在第一个奈奎斯特区中产生不真实的频率成分。这与模拟混合处理相类似，并且意味着在需要采样器之前就要进行一些滤波，以去除在奈奎斯特区之外的频率成分，但是，那些混叠的成分却不能进入奈奎斯特区内。滤波器的性能将取决于带外信号与fs/2有多近，以及所需衰减的量。基带抗混叠滤波器 欢迎您进入【电子工程世界】欢迎您进入【电子工程世界】基带采样意味着要被采样的信号位于第一个奈奎斯特区中。要特别强调的是：在理想采样器的输入中没有输入滤波，任何落在奈奎斯特区内的奈奎斯特带宽之外的频率成分(或是信号或是噪声)将会被混叠回第一个奈奎斯特区。基于这个原因，

13、抗混叠滤波器被用在几乎所有的正在采样ADC应用中，以去除这些不需要的信号。正确地确定抗混叠滤波器的指标是至关重要的。第一步是要知道将被采样的信号的特性。假定感兴趣的最高频率是fa.抗混叠滤波器把信号从dc传递到fa，同时使信号衰减到fa以上。假定被选择的滤波器的拐角频率与fa相等。在系统动态范围内从最小到最大衰减的有限转换的影响将在图2-5A加以说明。假定输入信号有满刻度成分，并且还远在感兴趣的最大频率fa以上。该图所示说明了在(fs?C fa)以上的满刻度频率成分如何被混叠回到dc到fa的带宽之中。这些混叠的成分从实际的信号中是不能区别出的，因此，限制了图中所示到DR这个值的动态范围。一些文

14、本建议在对抗混叠滤波器进行确定指标时要考虑奈奎斯特频率fs/2，但是这必须要以感兴趣的信号带宽要从dc扩展到 fs/2为前提，这是极少见的情况。在图2-5A所示的实例中，在fa 和fs/2之间混叠的成分并非是感兴趣的，并且它不能对动态范围进行限制。抗混叠滤波器的转换频带因此由拐角频率fa，以及阻带频率(fs?Cfa)、所需的阻带衰减和动态范围(DR)来决定。所需的系统动态范围将根据信号保真度的要求进行选择。图2-5:过采样放松了对基带抗混叠滤波器的要求。随着转换频带变得更窄，滤波器变得更为陡峭，所有其它的东西则正在渐渐相等。例如，巴特沃兹滤波器为每个滤波器极点提供每倍频程6dB的衰减。在1 M

15、Hz和2 MHz(1倍频程)的转换区间实现60dB衰减至少需要10个极点，这并非是一个普通的滤波器，无疑，这是一项设计挑战。因此，其它滤波器类型通常更适合于高速应用，这些应用有着快速跳变的频带和与线性相位响应相配的带内平坦度的要求。椭圆滤波器符合这些标准，并且成为了一种受欢迎的选择。有大量的公司专门向客户提供模拟滤波器。TTE即是这样的一个公司(参考1)。从这一讨论中，我们可以看出抗混叠转换频带的陡度如何能被ADC采样频率所折衷。选择一种 欢迎您进入【电子工程世界】欢迎您进入【电子工程世界】更高的采样率(过采样)能降低对转换频带陡度(亦即滤波器复杂性)的要求，付出的代价就是采用更快的ADC和以

16、更快的速率处理数据。如图2-5B所示，该图显示了通过因子K增加采样频率的效果，同时又保持了相同的模拟拐角频率fa、相同的动态范围DR等要求。更宽的转换频带(fa到(Kfs?C fa)使得这种滤波器比图 2-5A所示的滤波器在设计上更易实现。抗混叠滤波器的设计过程是从选择2.5到4 倍fa的初始采样率开始的。确定滤波器指标要以所需的动态范围为基础，并且要看这样的滤波器在系统成本和性能的约束方面是否可行。如果不可能，就要对更高的采样率予以考虑，这可能需要采用更快的ADC。应当注意的是西格玛-德尔塔ADC是固有的过采样转换器，并且会放松对模拟抗混叠滤波器的要求，因此，也成为这种架构的一个额外的优越性

17、。如果确定在阻带频率(fs?C fa)上从不会有满刻度信号，对抗混叠滤波器的要求在某种程度上也会被放松。在许多应用中，满刻度信号是不可能出现在这个频率中的。如果在频(fs?C fa)的最大信号将从不超过满刻度以下的XdB，那么，滤波器阻带衰减的要求也会有与之相同数量的减少。在以这一信号认识为基础的(fs?C fa)上，阻带衰减的新的要求目前仅有(DR?C X)dB。在进行这种类型的假定时，要对可能出现在最大信号频率fa以上的不需要的任何噪声信号加以仔细处理，这些信号也将会混叠回信号带宽中。参考 1.Active and Passive Electrical Wave Filter Catalo

18、g,Vol.34,TTE,Incorporated,2251 Barry Avenue,Los Angeles,CA 90064.欠采样(谐波采样、带通采样、IF 采样、直接IF 到数字转换)到目前为止，我们已经对基带采样的情况进行了考虑，例如所有感兴趣的信号位于第一个奈奎斯特区内。图 2-6A 说明了这样一个实例：其中被采样的信号频带被限定在第一个奈奎斯特区内，原始频带的镜像出现在每个其它的奈奎斯特区内。图2-6:欠采样。再对图2-6B所示的实例予以考虑，其中被采样的信号频带完全位于第二个奈奎斯特区内。把某个信号从第一个奈奎斯特区采样出来的过程往往被称为欠采样或谐波采样。要注意的是第一个奈奎

19、斯特区镜像包含所有原始信号的信息，但是，其原始位置除外(在频谱内频率成分的顺序被反转，但是通过对FFT的输出进行重新排序，这一点很容易得到纠正)。 欢迎您进入【电子工程世界】欢迎您进入【电子工程世界】图2-6C显示经采样的信号被限制在第三个奈奎斯特区内。要注意的是第一个奈奎斯特区镜像没有频率倒置。事实上，被采样的信号频率可能位于任何一个单独的奈奎斯特区内，但是，第一个奈奎斯特区镜像仍然是一个准确的表示(当信号位于平均的奈奎斯特区内时出现的频率倒置除外)。在这一点上，我们能对奈奎斯特定律进行明确地重新叙述：信号必须以与其带宽相等或超过其带宽两倍的速率被采样，以便保存所有的信号信息。要注意的是，此

20、处没有提及相对于采样频率在频谱内被采样信号的频带绝对位置。唯一的限制是被采样信号被限制到某一个奈奎斯特区，也就是说，信号频率不能超过任何fs/2或其倍频(事实上这是抗混叠滤波器的主要函数)。在第一个奈奎斯特区以上的采样信号在通讯中已经得到普及应用，这是因为其过程与模拟解调相同。直接对IF信号进行采样正成为常见的实践，然后使用数字技术处理信号，因此，也消除了对IF解调器的需要。然而，很明显，随着IF频率变得更高，对ADC的动态性能要求也变得更加重要。ADC输入带宽和失真性能除了在基带之外，在IF频率上也必须足够大。这对大部分设计用来处理在第一个奈奎斯特区内信号的ADC提出了问题。因此，适合于欠采

21、样应用的ADC必须把动态性能保持到更高阶的奈奎斯特区。Part 2 explains how ADCs and DACs introduce noise through quantization errors,offset errors,and other DC errors.第 2部分解释ADC和 DAC如何通过量子化误差、偏移误差和其它DC误差产生噪声。第二部分 ADC和DAC的静态传输函数和DC误差 对于DAC和ADC这两者来说，最重要的是记住输入或输出都是数字信号，所以，信号是被量化的。也就是说，N比特字代表2的N次方个可能状态之一，因此，N比特DAC(具有一个固定参考)只能有2的N次

22、方可能的模拟输出，而N比特ADC只能有2的N次方个数字输出。模拟信号将一般是电压或电流。数据转换器的分辨率可以采用若干不同的方式表达，包括最低有效位(LSB)、百万分之一满刻度(ppm FS)、毫伏(mV)。不同的器件(甚至来自相同的制造商)将具有不同的指标，因此，如果他们要成功地比较器件的话，转换器用户必须学会在不同类型器件的指标之间做转换。对于不同的分辨率来说，最小有效位的大小如图2-7所示。 欢迎您进入【电子工程世界】欢迎您进入【电子工程世界】图2-7：量化最小有效位(LSB)的大小。在我们能够考虑用于数据转换器的不同架构以前，有必要考虑被期望的性能，并且指标是至关重要的。下列部分将考虑

23、数据转换器中所使用的误差和指标的定义。这在掌握不同的ADC/DAC架构的功效和弱点的过程中是至关重要的。数据转换器的第一个应用是在测量和控制中，在那些地方严格的转换时序通常不重要，并且数据率低。在这样的应用中，转换器的直流指标是重要的，但是，时序和交流指标就不重要。目前,许多如果不是大多数的话转换器被用于采样和重构系统之中，在那里交流指标就至关重要(直流指标可能就不重要)。这些内容将在本文的下一部分介绍。图2-8显示了3比特单极性DAC的理想传输特性，而图2-9是三比特单极性ADC的特性。在DAC中，输入和输出两者都被量化，而图形由8点组成。虽然通过这些点讨论直线是合理的，但是，非常重要的是记

24、住实际的传输特性并不是直线，而是许多离散的点。 欢迎您进入【电子工程世界】欢迎您进入【电子工程世界】图2-8：3比特单极性DAC的理想传输函数。 欢迎您进入【电子工程世界】欢迎您进入【电子工程世界】图2-9：3比特单极性ADC的理想传输函数。ADC的输入是模拟信号而未经量化，但是，其输出被量化。因此，其传输特性由8个水平台阶组成(当考虑偏移、增益和ADC的线性度时，我们考虑把这些台阶的中点用直线连接起来)。在两种情形下，数字满刻度(全1)对应于小于模拟满刻度的1LSB(参考，或它的一些倍数)。如上所述，这是因为数字编码表示模拟信号到参考点的归一化比率。(理想)的ADC转换发生在零之上的1/2L

25、SB处，因此，其后每一个LSB，直到小于模拟满刻度1-1/2LSB。因为到ADC的模拟输入可以取任意值，但是，数字输出被量化，所以，在实际模拟输入和严格的数字输出值之间，可能有高达1/2 LSB的误差。这就被称为量化误差或量化不确定性，如图2-9所示。在交流(采样)应用中，这种量化误差造成了量化噪声的上升，这将在本文的下一部分讨论。对于数据转换器来说，有许多可能的数字编码方案，如二进制码、偏移二进制码、1的补码、2的补码、格雷码、BCD码和其它编码。这一部分将主要讨论围绕数据转换器的模拟问题，在它的例子中将采用简单二进制码和偏移二进制码，而不会考虑这些或任何其它形式的数字编码的优缺点。在图2-

26、8和图2-9中的例子采用单极性转换器，其模拟端口只有一种单一极性。这些都是简单的类型，但是，单极性转换器在现实世界应用中通常更为有用。单极性转换器有两种类型：1.较简单的单极性转换器具有精确的1MSB的负偏移(许多转换器都是这样安排的，以便这个偏移能被切换进来和切换出去，从而根据需要被用做单极性转换器或双极性转换器)；2.更为复杂的 欢迎您进入【电子工程世界】欢迎您进入【电子工程世界】符号大小转换器，它具有N比特的大小信息以及一个对应于模拟信号的符号的附加比特。符号大小DAC相当少见，并且符号大小ADC多见于数字万用表(DVM)中。在数据转换器中，有四种直流误差，它们分别是偏移误差、增益误差和

27、两类的线性误差。偏移误差和增益误差类似于放大器中的偏移误差、增益误差，如图2-10所示为单极性转换器的输入范围。(然而，在放大器和单极性数据转换器中，偏移误差和零误差是相同的，但是，在双极性转换器中却不同，要小心区分。)DAC和ADC两者的传输特性都可以由D=K+GA表示，其中，D是数字编码，A是模拟信号，K和G是常数。在单极性转换器中，K是零，而在偏移双极性转换器中，K是-1 MSB。偏移误差是实际数值K与其理想数值之间的偏移量。增益误差是实际数值G与其理想数值之间的差值，并且通常被表示为两者之间的百分比差，虽然在满刻度时它可以被定义为对总误差的增益误差贡献(单位是mV或LSB)。这些误差通

28、常可以由数据转换器用户调节。然而，要注意放大器的偏移是在零输入时被调节，而增益是在接近满刻度时内调节。对于双极性转换器的调节算法没有这么直截了当。转换器的整个线性误差也类似于放大器的线性误差，并且被定义为转换器的实际传输特性与直线的最大偏差，并且一般被表示为满刻度的百分比(但是可能以LSB给出)。选择直线有两种常见的方式：端点和最佳直线(见图2-11)。 欢迎您进入【电子工程世界】欢迎您进入【电子工程世界】图2-11：测量整体线性误差的方法(在两张图上采用相同的转换器)。在端点系统中，偏差由通过原点和满刻度点(在增益调节之后)的直线测得。这是对数据转换器的测量和控制应用的最有用的整体线性测量(

29、因为误差预算取决于理想传输特性的偏差，而不是取决于一些任意的“最佳拟合点”)，并且是模拟器件公司通常采用的测量方法。然而，最佳直线确实对交流应用中的最佳失真预测给予了较好的估计，并且也在数据表上给予“线性误差”较低的数值。利用标准的曲线拟合技术，由器件的传输特性可以画出最佳的拟合直线，并且最大的偏差就是从这跟线测得的。一般地说，以这种方式测得的整体线性误差仅仅是由端点方法测得的数值的50%。对于产生令人印象深刻的数据表来说，这是一种好方法，但是，对于误差预算分析来说，这种方法没有用。对于交流应用，详细定义失真甚至可能比直流线性度更好，因此，很少有必要采用最佳直线方法来定义转换器的线性度。转换器

30、非线性的其它类型是差分非线性(DNL)。这与转换器的代码转换的线性度有关。在理想的情形下，在数字编码中的1LSB变化对应于模拟信号的严格的1 LSB变化。在DAC中，数字 编码中的1 LSB变化产生严格的1 LSB模拟输出的变化，与此同时，在ADC中从一个数字转换到下一个数字转换应该有严格的1 LSB模拟输入的变化。在模拟信号对应于1 LSB数字变化大于或小于1 LSB的地方，被称为DNL误差。转换器的DNL误差通常被定义为在任何转换中发现的最大DNL数值。如果DAC的DNL在任何转换中小于-1 LSB(见图2-12)，那么，DAC就是非单调一致的；即它的传输特性包含一个或一个以上的本地化最大

31、或最小DNL数值。DNL大于+1 LSB并不会造成非单调一致性，但是，它仍然是不受欢迎的。在许多DAC应用(特别是非单调一致性能够改变负反馈到正反馈的闭环系统的地方)中，DAC是单调一致就非常重要。DAC的非单调一致性常常在数据表上是明确地规定的，尽管DNL保证小于1 LSB(即|DNL|1LSB)，该器件必须是单调一致的，即使没有明确的保证。ADC可以是非单调一致的，但是，在ADC中过大的DNL导致编码丢失的情况却更为常见(见图2-13)。在ADC中丢失的编码(或非单调一致性)跟在DAC中非单调一致性一样令人讨厌。此外，它们导致DNL1 LSB。 欢迎您进入【电子工程世界】欢迎您进入【电子工

32、程世界】图2-13：非理想的3比特ADC的传输函数。 欢迎您进入【电子工程世界】欢迎您进入【电子工程世界】定义丢失的代码比定义非单调一致性更困难。所有的ADC都会受到图2-14所示的转换噪声的影响(把它视为DVM最后一位的邻近数值之间的闪烁)。随着分辨率变得越来越高，转换噪声出现的输入范围可能接近或超过1 LSB。在这样的情形下，特别是如果与负的DNL误差结合在一起，可能有一些(或甚至全部)编码上的转换噪声会呈现在整个输入范围内。因此，对于没有输入的一些编码，将确保那个编码作为输出，尽管有时可能存在一定范围将产生那种编码的输入。图2-14：ADC编码转换噪声和DNL的组合效应。对于较低分辨率的

33、ADC，把无丢失的编码定义为转换噪声和DNL的组合可能是合理的，以便为所有的编码都提供一些无噪声编码的级别(或许是0.2LSB)。然而，通过现代的sigma-delta ADC不可能以非常高的分辨率实现，或甚至在大带宽的采样ADC中以较低的分辨率实现。在这些情形下，制造商必须以一些其它的方式定义噪声级别和分辨率。采用哪一种方法并不重要，但是，数据表应该包含所用方法的清晰定义及期望得到的性能。在数据转换器中的交流误差 在过去的十年中，数据转换器的主要应用就是交流采样和信号重构。在非常简单的术语中。采样数据系统是一种交流波形的瞬时数值被以规则的间隔进行采样的系统。所得到的数字编码可能被用于存储波形

34、(如在CD和DAT中一样)，或在样本上的密集计算(数字信号处理或DSP)可能被用于执行滤波、压缩和其它操作。当一系列数字编码被馈入DAC重构一个交流波形时，这个过程就称为波形重构，CD或DAT播放机就是明显的例子，但是，该技术被非常广泛地应用于电信、无线电、合成器和许多其它的应用。在这些应用中所采用的数据转换器必须具备良好的交流信号的性能，但是，可能不需要良好的直流指标。第一个针对这样的应用而设计的高性能转换器常常都是以良好的交流指标制造出来的，但是，直流指标差或未定义。目前，设计折衷得到了较好的理解，并且大多数转换器将具有良好、受保护的交流和直流指标。然而，用于数字音频的DAC必须在价格上极

35、其具有竞争力，它们一般都以比较差的直流指标出售，这并不是因为它们的直流性能差，而是因为在制造的过程中就没有测试。尽管一起讨论DAC和ADC的直流参数比较容易，但是，它们的交流指标十分不同，因此，要分开考虑。在理想的N比特ADC中的失真和噪声 欢迎您进入【电子工程世界】欢迎您进入【电子工程世界】迄今为止，我们都是在不考虑ADC的量化效应的情况下考察采样过程的含义。下面，我们将把ADC视为理想的采样器，但是，包含量化效应。与理想的N比特ADC相关的唯一误差是那些与采样和量化过程相关的误差。当数字化直流输入信号是1/2 LSB时，理想ADC会产生最大误差。任何施加到理想N比特ADC上的交流信号都将产

36、生量化噪声，在此，RMS数值(在直流到fs/2的奈奎斯特带宽内测得)大约等于最小有效位(LSB)的权重q除以12。这就假设该信号至少幅度为几个LSB，以便ADC输出总是改变状态。来自线性斜波输入的量化误差信号是近似于峰-峰振幅等于q的锯齿波，因此，其RMS数值为q/12(图2-15)。可以证明，满刻度正弦波的RSM数值与量化误差的RMS数值之比(以dB表示)为：SNR=6.02 N+1.76 dB,其中，N是理想ADC中的比特数。当且仅当噪声在从直流到fs/2的整个奈奎斯特带宽上测得时，该方程才有效，如图2-16所示。如果信号带宽BW小于fs/2，那么，在信号带宽BW内的SNR会增加，因为在信

37、号带宽内的量化噪声比较小。这种情况的正确表示如下： 欢迎您进入【电子工程世界】欢迎您进入【电子工程世界】图2-15：理想的N比特ADC量化噪声。图2-16：量化噪声谱。上述方程反映了称为过采样的情况，其中，采样频率比信号带宽高两倍。正确的术语常常被称为处理增益。注意：对于给定的信号带宽，把采样频率提高一倍，SNR将增加30dB。尽管噪声的RMS数值精确地近似为q/12，其频率域内容可能与交流输入信号高度相关。例如，与振幅大的随机信号相比，振幅小的周期信号具有更大的相关性。假设理论量化噪声为白噪声的情况十分常见，以便把一致性扩展到直流至fs/2的整个奈奎斯特带宽。不幸的是，这样不行！在强相关性的

38、情况下，量化噪声看来集中在输入信号的不同的谐波上，那正是你不希望它们出现的地方。在大多数应用中，ADC的输入是一个频带(通常累加了一些噪声)，因此，量化噪声趋向于随机出现。然而，在频谱分析应用(见图2-17，利用专用纯正弦波在ADC上执行FFT)中，量化噪声和信号之间的相关性取决于采样频率与输入信号的比率。如图2-18所示，其中，理想的12比特ADC的输出利用4096点FFT进行分析。在左手的FFT绘图中，严格地选择采样频率与输入频率之比为32，最坏的谐波大约小于基波76dB。右手边的方框图显示了稍微偏移的比率的影响，显示了相对随机噪声谱，在此，SFDR目前大约为92dBc。在两种情况下，所有

39、噪声成分的RMS数值为q/12，但是，在第一种情形下，噪声被集中在基波的谐波处。 欢迎您进入【电子工程世界】欢迎您进入【电子工程世界】注意：在ADC的明显谐波失真中的偏差是采样过程和输入频率与量化噪声的相关性的产物。在特殊的ADC应用中，一般地说，量化噪声以随机噪声的形式出现，因为宽带输入信号的本质是随机的，并且实际上通常存在小量的系统噪声，它作为颤动信号进一步随机化量化误差的频谱。了解上述要点是至关重要的，因为对ADC进行单音调正弦FFT测试是对性能评估普遍接受的方法。为了精确地测量ADC的谐波失真，要采取步骤确保测试设置真实地测量ADC的失真，而不是测量因量化噪声相关性引起的失真。通过选择

40、适当的频率比并有时通过在输入信号中插入小量的噪声(抖动)，可以做到这一点。现在，回到图2-18中，注意FFT的噪声基底的平均值大约为满刻度以下100dB，但是，12比特ADC的理论SNR为74dB。FFT噪声基底不是ADC的SNR，因为FFT作为具有带宽为fs/M的模拟频谱分析仪，其中，M是FFT中的点数。因此，理论FFT噪声基底为量化噪声基底以下10log10(M/2)dB，因为FFT存在所谓的处理增益(图2-19)。在SNR为74dB的理想12比特ADC的情形下，4096点FFT会导致10log10(4096/2)=33 dB的处理增益，因而使整个FFT噪声基底为74+33=107 dBc

41、。实际上，通过采用越来越大的FFT，FFT的噪声基底可以被进一步减小；正如模拟频谱分析仪的噪声基底可以由缩小带宽来减小一样。当利用FFT测试ADC的时候， 欢迎您进入【电子工程世界】欢迎您进入【电子工程世界】至关重要的是确保FFT的点数足够大，以便失真积能够不同于FFT噪声基底本身 图 2-19:Noise Floor for an Ideal 12-Bit ADC Using 4096-Point FFT.第三部分 在实际ADC中的失真和噪声 不论采用什么架构，实际的采样ADC(具有集成的采样和保持)都具有许多噪声和失真源，如图2-20所示。宽带模拟前端缓冲器具有宽的噪声、非线性及有限的带宽

42、。SHA进一步引入了非线性、带限和孔径抖动(aperture jitter)。ADC实际量化器部分引入量化噪声以及积分和差分非线性。在本文的讨论中，假设ADC的连续输出被载入长度为M的缓冲存储器，并且FFT处理器提供谱输出。此外，假设FFT算法运算本身没有引入相对于ADC的重大误差。然而，当考察输出噪声基底时，必须考虑FFT处理增益(取决于M)。 欢迎您进入【电子工程世界】欢迎您进入【电子工程世界】等效输入涉及的噪声(热噪声)因热和kT/C效应，宽带ADC内部电路引入一定量的宽带RMS噪声。这种噪声甚至呈现在直流输入信号上，如图2-21所示，以直流输入的标称数值为中心，实际上大多数宽带(或高分

43、辨率)ADC的输出是一种代码的分布。为了测量其数值，ADC的输入被接地，并且大量的输出采样被收集并以柱状图被打印出来(有时指的是接地输入的柱状图)。因为噪声接近高斯噪声，柱状图的标准偏差可以方便地计算出来，对应于有效的输入RMS噪声。以LSB表示这种RMS噪声是常见的实践，虽然它可以表示为RMS电压。可以采取不同的方式提取ADC交流性能的特征。在ADC技术的早期(30多年以前)，就交流指标而言，很少有标准化，并且人们也没有很好地掌握测量设备和技术，或者没有测量设备和技术可用。经过30多年的发展，制造商和客户已经学会了测量转换器的动态性能，如图2-22所示的指标表示了目前所采用的最流行的指标。实

44、际上，所有的指标都是在频域表示转换器的性能。FFT实际上是所有的测量的核心并将在本书的第五部分详细讨论。 欢迎您进入【电子工程世界】欢迎您进入【电子工程世界】图2-21：在ADC的接地输入柱状图上涉及输入噪声的效应。图2-22：量化ADC的动态性能。积分和差分非线性失真效应 在考察数据转换器的非线性时，首先要认识到的事情就是数据转换器的传输函数存在在传统的线性器件如运放或增益模块中不会出现的人为现象。ADC的整体积 欢迎您进入【电子工程世界】欢迎您进入【电子工程世界】分非线性归因于前端的非线性和SHA及ADC传输函数的整体积分非线性。然而，差分非线性完全归因于编码过程，并且取决于ADC的编码架

45、构，可能有很大的变化。整体积分非线性产生失真乘积，其幅度随着输入信号幅度的函数而变化。例如，信号电平每增加1dB，二阶交调乘积就增加2 dB，而信号电平每增加1dB，三阶交调乘积就增加3 dB。在ADC传输函数中的差分非线性所产生的失真乘积不仅仅取决于信号的幅度，而且取决于沿着ADC传输函数的差分非线性的位置。图2-23所示为具有差分非线性的两个ADC传输函数。左手边的方框图显示了一个出现在中等量程的误差。因此，对于大和小的信号，通过这一点的信号产生比较独立于信号幅度的失真乘积。右手边的方框图显示了另外一个在1/4和3/4满量程处具有差分非线性误差的ADC传输函数。高于1/2量程峰-峰值的信号

46、将遍及这些编码并产生失真，与此同时，那些小于1/2量程峰-峰值的信号不会。图2-23：典型的ADC/DAC DNL误差。大多数高速ADC被设计为把差分非线性扩展到整个ADC的范围内。因此，对于在满量程以内几个dB的信号，传输函数的整个积分非线性决定失真乘积。然而，对于较低电平的信号，谐波成分主要由差分非线性控制，并且一般不会随着信号幅度的降低而成比例地减少。谐波失真、最坏谐波、总谐波失真(THD)、总谐波失真加噪声(THD+N)若干方法可以用来对ADC的失真进行量化。FFT分析能被用于测量信号的不同谐波的幅度。通过它们在频域中的位置，输入信号的谐波可以跟其它失真乘积区分开。图2-24显示了以2

47、0MSPS采样的一个7MHz输入信号及其头9个谐波的位置。fa的混叠谐波落在等于|Kfs nfa|的频率上，其中，n是谐波的阶次，K=0,1,2,3,.。在数据表上，一般给定的仅仅是二次和三次谐波，因为它们最大，虽然一些数据表可能详细给出了最坏谐波的数值。谐波失真通常用dBc来指定(低于载波的分贝数)，尽管在音频它可能以百分比来指定。谐波失真一般都采用在满量程附近的一个输入信号来详细说明(一般都在满量程以下0.5dB到1dB，以免削峰)，但是，它可以在任何电平被指定。对于远远低于满量程的信号，其它归因于转换器的DNL的失 欢迎您进入【电子工程世界】欢迎您进入【电子工程世界】真乘积(不是直接谐波

48、)可能限制其性能。图2-24：谐波失真乘积的位置：输入信号=7 MHz，采样频率=20 MSPS。总的谐波失真(THD)是基波信号RMS数值与各个谐波成分平方和的根的平均值之比(一般地说，只有头5个谐波重要)。ADC的THD还一般由接近满量程的输入信号来详细说明，尽管它能被以任何电平详细说明。总谐波失真加噪声(THD+N)是基波信号RMS数值与各个谐波成分平方和的根的平均值加所有噪声成分之比(直流除外)。必须详细说明噪声被测量的带宽范围。在FFT的情形下，带宽为从直流到fs/2(如果带宽的测量是从直流到fs/2，那么，THD+N等于SINAD，见下图)。信号-噪声-失真比(SINAD)、信噪比

49、(SNR)和有效比特数(ENOB)SINAD和SNR值得特别注意，因为关于它们的精确意义，在各个ADC制造商之间仍然存在一些差异。信号-噪声-失真比(SINAD，或S/N+D)是RMS信号幅度与所有其它的谱成分的平方和的根，包括谐波但不包含直流。SINAD作为输入频率的函数，是ADC的整个动态性能的良好表示，因为它包含构成噪声(包括热噪声)和失真的所有成分。它的绘图常常针对不同的输入幅度。SINAD等于THD+N，如果对噪声的测量带宽相同的话。如图2-26所示为对12比特10 MSPS ADC AD9220的典型绘图。 欢迎您进入【电子工程世界】欢迎您进入【电子工程世界】图2-25：SINAD

50、、NOB和SNR。SINAD绘图显示了那些因高频失真导致的交流性能退化，并且通常针对远远大于奈奎斯特以上的频率进行绘图，以便评估在过采样应用中的性能。SINAD常常被转换为有效比特数(ENOB)，这要利用理想的N比特ADC的理论关系：SNR=6.02 N+1.76 dB。该方程是用于求解N的，并且用SINAD的数值取代SNR。信噪比(SNR或没有谐波的SNR)采用跟SINAD相同的方法计算，但是，在计算中不包含信号的谐波，仅仅留下噪声项。因为头5次谐波占支配地位，所以，实际上只要把它们排除在计算之外。SNR绘图在高频将退化，但是，不如SINAD那么快，因为不包含谐波项。许多现有的ADC数据表有