无线电监测与测向定位无线电监测接收体制.pptx

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1、会计学1无线电监测与测向定位无线电监测接收体无线电监测与测向定位无线电监测接收体制制2.12.1全景显示搜索接收方式全景显示搜索接收方式全景显示搜索接收方式全景显示搜索接收方式全景显示搜索接收机的主要全景显示搜索接收机的主要功能是搜索、截获无线电信号，功能是搜索、截获无线电信号，即在预定的频段内自动地搜索，即在预定的频段内自动地搜索，将截获到的无线电信号进行粗略将截获到的无线电信号进行粗略的频率、电平参数测量，并将该的频率、电平参数测量，并将该频段内信号的频率相对幅度显示频段内信号的频率相对幅度显示在显示器上。全景显示搜索接收在显示器上。全景显示搜索接收机所显示的是在预定频段内所搜机所显示的是

2、在预定频段内所搜索截获到的无线电信号的索截获到的无线电信号的“全景全景”图，该接收机之名也由此而来。图，该接收机之名也由此而来。这种接收机有的简称全景搜索接这种接收机有的简称全景搜索接收机或全景接收机。收机或全景接收机。目前实际应用的常规全景显目前实际应用的常规全景显示搜索接收机都采用的是超外差示搜索接收机都采用的是超外差体制。体制。第1页/共174页n n图 2-1频率搜索全景显示原理框图2.1.1全景显示搜索接收机的工全景显示搜索接收机的工作原理作原理首先以图首先以图2-1说明在全景显示说明在全景显示搜索接收机中实现频率搜索和全搜索接收机中实现频率搜索和全景显示的原理。景显示的原理。第2页

3、/共174页图图2-1为一次变频超外差接收为一次变频超外差接收机，混频器取差频，即机，混频器取差频，即fi=fLfs。本振采用本振采用VCO，锯齿波产生器输，锯齿波产生器输出的锯齿波电压作为出的锯齿波电压作为VCO的控制的控制电压。锯齿波电压又通过调谐控电压。锯齿波电压又通过调谐控制电路，对预选器电路和射频放制电路，对预选器电路和射频放大器回路进行调谐，使回路中心大器回路进行调谐，使回路中心频率与本振输出频率频率与本振输出频率fL(t)同步变同步变化。其他电路的作用图中显示得化。其他电路的作用图中显示得很清楚，不再说明。很清楚，不再说明。如果锯齿波电压是理想线性如果锯齿波电压是理想线性的，并且

4、忽略的，并且忽略VCO控制特性控制特性(fLu)的非线性，则的非线性，则VCO输出频率随输出频率随时间变化的规律如图时间变化的规律如图2-2所示，可所示，可见见fL(t)t变化的曲线是线性变化变化的曲线是线性变化的锯齿波。假设的锯齿波。假设VCO控制特性的控制特性的灵敏度为灵敏度为KL，则，则KL=fL/u，显，显然然KL为一常数。由图为一常数。由图2-2不难看出，不难看出，fL(t)的扫频范围为的扫频范围为fLM=fLBfLA=KLUm式中，式中，Um为锯齿波电压的变化幅为锯齿波电压的变化幅度。度。第3页/共174页n n图 2-2扫频信号第4页/共174页fL(t)的扫频速率则为的扫频速率

5、则为式中，式中，T为锯齿波电压的变化周为锯齿波电压的变化周期。期。当当fL(t)加到混频器后，随着加到混频器后，随着锯齿波电压的变化，即可实现对锯齿波电压的变化，即可实现对输入信号输入信号fs的频率搜索。搜索的的频率搜索。搜索的频率范围及搜索速度则完全取决频率范围及搜索速度则完全取决于于fL(t)的扫频范围和扫频速率。的扫频范围和扫频速率。假设中频滤波器具有钟形频假设中频滤波器具有钟形频率响应曲线率响应曲线(见图见图2-3)，并且在接，并且在接收机的频率搜索范围内存在两个收机的频率搜索范围内存在两个信号频率信号频率fs1和和fs2。很显然，只有。很显然，只有在满足在满足fiB/2fL(t)fs

6、1fi+B/2以及以及fiB/2fL(t)fs20的范围内，第一个零点对应的范围内，第一个零点对应的的t1的值，即的值，即t1=1/Bi，考虑两个，考虑两个零点的对称性，可以得到：零点的对称性，可以得到：(2-9)第79页/共174页其二，主瓣由最大值下降其二，主瓣由最大值下降4 dB时所对应的宽度时所对应的宽度t tP(4 dB)。已知已知t=0时，时，对对应主瓣的最大值。当主瓣由最大应主瓣的最大值。当主瓣由最大值下降值下降4 dB时可以计算出对应的时可以计算出对应的t值为值为故可以得到：故可以得到：由以上计算可以看出，增大由以上计算可以看出，增大DDL带宽，可以减小输出脉冲的带宽，可以减小

7、输出脉冲的宽度。宽度。(2-10)第80页/共174页如果把如果把t tP(4 dB)作为作为DDL输输出脉冲的宽度，即出脉冲的宽度，即t tP=1/Bi，可，可得得Bi=1/t tP。将。将Bi代入代入GC的表达的表达式，得到：式，得到：由式由式(2-11)可见，可见，GC代表了代表了DDL输入输入FM脉冲宽度与输出脉脉冲宽度与输出脉冲宽度之比，故冲宽度之比，故GC又称为压缩比。又称为压缩比。如果不考虑如果不考虑DDL的插入损耗，的插入损耗，DDL输入脉冲幅度为输入信号幅输入脉冲幅度为输入信号幅度的倍，因此，度的倍，因此，DDL的输出的输出与输入功率之比为与输入功率之比为(2-11)(2-1

8、2)第81页/共174页因此，因此，GC又表示了又表示了DDL的输出与的输出与输入功率之比，故输入功率之比，故GC又称压缩增又称压缩增益。益。由式由式(2-11)和式和式(2-12)可以得可以得到到P1TP=P0t tP，说明，说明DDL输出端输出端和输入端的能量是守恒的。和输入端的能量是守恒的。(3)DDL输出的旁瓣电平。输出的旁瓣电平。DDL的输出信号具有抽样函数的的输出信号具有抽样函数的形状，除主瓣外，还有许多旁瓣。形状，除主瓣外，还有许多旁瓣。从对从对DDL的性能要求来看，旁瓣的性能要求来看，旁瓣越小越好，理想的情况是没有旁越小越好，理想的情况是没有旁瓣。旁瓣中最大的是靠近主瓣的瓣。旁

9、瓣中最大的是靠近主瓣的第一对旁瓣，下面计算第一对旁第一对旁瓣，下面计算第一对旁瓣相对于主瓣的相对电平大小。瓣相对于主瓣的相对电平大小。在计算旁瓣相对电平时，主在计算旁瓣相对电平时，主瓣和旁瓣的最大值可用归一化值瓣和旁瓣的最大值可用归一化值表示，于是在式表示，于是在式(2-8)中，不考虑中，不考虑常数的影响。常数的影响。第82页/共174页令令x=m mTPt/2，则，则主瓣的归一化最大值为主瓣的归一化最大值为Sa(x)|x=0=1第一旁瓣的最大值出现在第一旁瓣的最大值出现在处处(只考虑只考虑t0的一个的一个)，其归一化最，其归一化最大值大值(只考虑绝对值只考虑绝对值)为为第83页/共174页第

10、一旁瓣的相对电平为第一旁瓣的相对电平为由此可见，对于一般的由此可见，对于一般的DDL，其旁瓣电平太高，在压缩接收，其旁瓣电平太高，在压缩接收机同时接收强信号和弱信号的情机同时接收强信号和弱信号的情况下，强信号的旁瓣可能超过弱况下，强信号的旁瓣可能超过弱信号的主瓣电平，从而导致压缩信号的主瓣电平，从而导致压缩接收机的动态范围变小，这是目接收机的动态范围变小，这是目前前DDL存在的一个主要问题。存在的一个主要问题。第84页/共174页2.3.3压缩接收机的主要特点压缩接收机的主要特点与普通的超外差式搜索接收与普通的超外差式搜索接收机相比，压缩接收机具有以下主机相比，压缩接收机具有以下主要特点：要特

11、点：(1)压缩接收机在很高的频率压缩接收机在很高的频率搜索速度下，仍具有高的频率分搜索速度下，仍具有高的频率分辨率。辨率。普通超外差式搜索接收机的普通超外差式搜索接收机的频率搜索速度和频率分辨率受接频率搜索速度和频率分辨率受接收机带宽的直接制约，二者存在收机带宽的直接制约，二者存在无法克服的矛盾。而压缩接收机无法克服的矛盾。而压缩接收机不受带宽的直接制约，所以，能不受带宽的直接制约，所以，能同时获得高的频率搜索速度和高同时获得高的频率搜索速度和高的频率分辨率。下面通过粗略的的频率分辨率。下面通过粗略的概算说明这个问题。概算说明这个问题。第85页/共174页由前面的讨论已知，对于普由前面的讨论已

12、知，对于普通超外差搜索接收机，在不降低通超外差搜索接收机，在不降低接收机灵敏度的情况下，最大频接收机灵敏度的情况下，最大频率搜索速度为率搜索速度为vf=(Br)2,Br为接收为接收机带宽。接收机的频率分辨率主机带宽。接收机的频率分辨率主要取决于接收机的带宽要取决于接收机的带宽Br和频率和频率搜索速度。在频率搜索速度不大搜索速度。在频率搜索速度不大于上述最大频率搜索速度的情况于上述最大频率搜索速度的情况下，可以近似认为频率分辨率等下，可以近似认为频率分辨率等于接收于接收机带宽，即机带宽，即fBr，于是便得到，于是便得到vf(f)2，即压缩接收机的频率，即压缩接收机的频率搜索速度等于搜索速度等于D

13、DL延时延时-频率特频率特性曲线斜率的绝对值。压缩接收性曲线斜率的绝对值。压缩接收机的频率分辨率则主要取决于机的频率分辨率则主要取决于DDL输出脉冲的宽度输出脉冲的宽度t tP。在此取。在此取4 dB脉宽作为输出脉冲宽度，即脉宽作为输出脉冲宽度，即t tP=1/Bi。因为。因为DDL的延时的延时-频率频率特性是线性的，时域脉宽特性是线性的，时域脉宽t tP对应对应的频域宽度即接收机的频率分辨的频域宽度即接收机的频率分辨率，于是得到频率分辨率的表达率，于是得到频率分辨率的表达式为式为第86页/共174页将式将式(2-13)的关系代入的关系代入 表表达式，可以得到：达式，可以得到：由以上近似计算看

14、出，在保由以上近似计算看出，在保持相同频率分辨率的情况下，压持相同频率分辨率的情况下，压缩接收机的频率搜索速度是普通缩接收机的频率搜索速度是普通超外差搜索接收机的超外差搜索接收机的GC倍。如果倍。如果两种接收机保持相同的带宽，则两种接收机保持相同的带宽，则不难证明，压缩接收机的频率分不难证明，压缩接收机的频率分辨率将是普通超外差搜索接收机辨率将是普通超外差搜索接收机的的GC倍。倍。(2-14)(2-13)第87页/共174页应当指出，以上是对两种监应当指出，以上是对两种监测接收机比较得到的结论。对压测接收机比较得到的结论。对压缩接收机自身而言，受缩接收机自身而言，受DDL性能性能的制约，当频率

15、搜索速度提高时，的制约，当频率搜索速度提高时，其频率分辨率是下降的。此外，其频率分辨率是下降的。此外，在压缩接收机中，检波器电路引在压缩接收机中，检波器电路引起的失真、视频放大器带宽太窄起的失真、视频放大器带宽太窄等因素，也会引起频率分辨率的等因素，也会引起频率分辨率的下降。下降。第88页/共174页(2)压缩接收机对突发通信压缩接收机对突发通信及跳频通信信号具有极高的截获及跳频通信信号具有极高的截获概率。概率。这一特点是由上一特点所决这一特点是由上一特点所决定的。由于压缩接收机具有很高定的。由于压缩接收机具有很高的频率搜索速度和频率分辨率，的频率搜索速度和频率分辨率，在接收脉冲信号时，只要在

16、接收脉冲信号时，只要LO的的频率扫描时间小于脉冲的驻留时频率扫描时间小于脉冲的驻留时间，接收机就能以接近间，接收机就能以接近100%的概的概率截获此信号。目前率截获此信号。目前SAW-DDL器件所达到的水平，用压缩接收器件所达到的水平，用压缩接收机以接近机以接近100的概率捕获的概率捕获500 Hs乃至乃至1000 Hs的跳频信号，的跳频信号，都是可以实现的。这是普通超外都是可以实现的。这是普通超外差搜索接收机望尘莫及的。差搜索接收机望尘莫及的。第89页/共174页(3)压缩接收机具有更强的压缩接收机具有更强的处理同时到达信号的能力。处理同时到达信号的能力。普通超外差搜索接收机可以普通超外差搜

17、索接收机可以处理同时到达的信号，但这些同处理同时到达的信号，但这些同时到达的信号之间必须有足够的时到达的信号之间必须有足够的频率间隔。在接收机带宽相同的频率间隔。在接收机带宽相同的条件下，压缩接收机的频率分辨条件下，压缩接收机的频率分辨率比普通超外差搜索接收机高得率比普通超外差搜索接收机高得多，因此它能够截获和处理更多多，因此它能够截获和处理更多的同时到达的信号。的同时到达的信号。第90页/共174页(4)压缩接收机的动态范围压缩接收机的动态范围较小。较小。压缩接收机的动态范围小是压缩接收机的动态范围小是由于由于DDL输出比较高的旁瓣电平输出比较高的旁瓣电平造成的。抑制旁瓣电平常用的方造成的。

18、抑制旁瓣电平常用的方法是在法是在DDL前前(或之后或之后)设置加权设置加权滤波器，对输入滤波器，对输入DDL的信号进行的信号进行加权处理。也可以通过改变加权处理。也可以通过改变DDL的结构，使制作出的的结构，使制作出的DDL具有所具有所需要的某种加权函数特性，从而需要的某种加权函数特性，从而达到加权的目的。但是，即使经达到加权的目的。但是，即使经过加权处理，目前压缩接收机的过加权处理，目前压缩接收机的动态范围也比普通超外差搜索接动态范围也比普通超外差搜索接收机低许多。收机低许多。第91页/共174页(5)压缩接收机中检波器输压缩接收机中检波器输出的是经压缩后的脉冲的包络，出的是经压缩后的脉冲的

19、包络，使接收信号的调制信息丢失。因使接收信号的调制信息丢失。因此，不能从输出信号中直接获得此，不能从输出信号中直接获得接收信号携带的信息，并且也给接收信号携带的信息，并且也给信号某些技术参数的测量带来了信号某些技术参数的测量带来了困难。困难。(6)压缩接收机以串行形式压缩接收机以串行形式输出信号，需要用高速逻辑器件输出信号，需要用高速逻辑器件和电路处理接收机的输出。压缩和电路处理接收机的输出。压缩接收机的频率搜索速度比普通超接收机的频率搜索速度比普通超外差搜索接收机高得多，另一方外差搜索接收机高得多，另一方面，在接收机带宽很宽的情况下，面，在接收机带宽很宽的情况下，输出脉冲很窄。例如，输出脉冲

20、很窄。例如，DDL带宽带宽为为100 MHz时，其输出脉冲宽度时，其输出脉冲宽度只有只有10 ns。这些情况，都要求用。这些情况，都要求用高速逻辑器件和电路来处理接收高速逻辑器件和电路来处理接收机输出。机输出。第92页/共174页2.42.4信道化接收方式信道化接收方式信道化接收方式信道化接收方式信道化接收方式的接收机是信道化接收方式的接收机是一种具有快速信息处理能力的非一种具有快速信息处理能力的非搜索式超外差接收机。它既具有搜索式超外差接收机。它既具有超外差接收机灵敏度高和频率分超外差接收机灵敏度高和频率分辨率高的优点，又具有快速搜索辨率高的优点，又具有快速搜索接收机截获监测概率高的优点，接

21、收机截获监测概率高的优点，并且具有强的处理同时到达多个并且具有强的处理同时到达多个信号的能力。过去，由于这类接信号的能力。过去，由于这类接收机所需设备量多、体积大、成收机所需设备量多、体积大、成本高，因而仅在雷达侦察中得到本高，因而仅在雷达侦察中得到应用，并且发展比较缓慢。后来，应用，并且发展比较缓慢。后来，一方面由于现代战争条件复杂多一方面由于现代战争条件复杂多变的信号环境对监测接收机提出变的信号环境对监测接收机提出了更加苛刻的要求，另一方面，了更加苛刻的要求，另一方面，随着计算机技术、电路集成技术随着计算机技术、电路集成技术和和SAW滤波器的迅速发展，为这滤波器的迅速发展，为这种接收机减小

22、体积、降低成本提种接收机减小体积、降低成本提供了可能，促使这种接收机有了供了可能，促使这种接收机有了很大发展。目前，信道化接收机很大发展。目前，信道化接收机不仅用于雷达侦察，在通信侦察不仅用于雷达侦察，在通信侦察和无线和无线电监测中也得到了应用。电监测中也得到了应用。第93页/共174页2.4.1信道化接收机的基本工作信道化接收机的基本工作原理原理信道化接收机是采用多波道信道化接收机是采用多波道接收方式实现的，其原理方框图接收方式实现的，其原理方框图如图如图2-20所示。所示。n n图 2-20信道化接收方式原理方框图第94页/共174页由图由图2-20可以看出：可以看出：(1)尽管接收机可以

23、在很宽的尽管接收机可以在很宽的频段内工作，但是，由于各波道频段内工作，但是，由于各波道都是超外差体制，只要各波道的都是超外差体制，只要各波道的带宽足够窄，接收机就可以获得带宽足够窄，接收机就可以获得很高的灵敏度和很高的频率分辨很高的灵敏度和很高的频率分辨率，其频率分辨率为率，其频率分辨率为(2)信道化接收机是一种频信道化接收机是一种频分制分制(按频率划分波道按频率划分波道)非搜索式非搜索式接收机，只要在监测频段内接收机，只要在监测频段内(fAfB)有信号，并且信号强度达到和有信号，并且信号强度达到和超过接收机的灵敏度电平，都能超过接收机的灵敏度电平，都能被接收机实时截获，因此，信道被接收机实时

24、截获，因此，信道化接收机有极高的截获概率。化接收机有极高的截获概率。第95页/共174页(3)由于信道化接收机采用由于信道化接收机采用多波道接收和并行处理，所以需多波道接收和并行处理，所以需要的设备量大。并且，波道数越要的设备量大。并且，波道数越多，其设备量越大。减小信道化多，其设备量越大。减小信道化接收机的设备量是这种接收机需接收机的设备量是这种接收机需要解决的重要问题之一。要解决的重要问题之一。2.4.2信道化接收机的分类信道化接收机的分类按信道化接收方式的结构形按信道化接收方式的结构形式，可以将信道化接收机分为三式，可以将信道化接收机分为三类，即纯信道化接收机、频带折类，即纯信道化接收机

25、、频带折叠式信道化接收机和时间分割式叠式信道化接收机和时间分割式信道化接收机。信道化接收机。1.纯信道化接收机纯信道化接收机纯信道化接收机的原理方框纯信道化接收机的原理方框图如图图如图2-21所示，图中只画出了所示，图中只画出了部分关键电路的组成方框。部分关键电路的组成方框。第96页/共174页n n图 2-21纯信道化接收机原理方框图第97页/共174页由图由图2-21可见，它将整个监可见，它将整个监测波段测波段(fAfB)用相互邻接的带通用相互邻接的带通滤波器划分为滤波器划分为m个分波段，每个个分波段，每个分波段的带宽为分波段的带宽为B1=|fBfA|/m。在每个分波段内进行变频、放大在每

26、个分波段内进行变频、放大处理，使各分波段输出变换到相处理，使各分波段输出变换到相同的频率范围上。这即是接收机同的频率范围上。这即是接收机中的第一次波道划分。中的第一次波道划分。第二次波道划分是将各分波第二次波道划分是将各分波段的输出用带通滤波器划分为段的输出用带通滤波器划分为n个子波段，每个子波段的带宽为个子波段，每个子波段的带宽为B2=B1/n=|fBfA|/(mn)。子波。子波段数共计为段数共计为mn个。在每个子波个。在每个子波段同样进行变频、放大处理，使段同样进行变频、放大处理，使各子波段输出变换到相同的频率各子波段输出变换到相同的频率范围上。范围上。第98页/共174页第三次波道划分是

27、实现信道第三次波道划分是实现信道划分，将每个子波段的输出划分划分，将每个子波段的输出划分为为k个信道，在每个信道内进行个信道，在每个信道内进行变频、放大、解调，各个信道输变频、放大、解调，各个信道输出的信号送至信号处理器进行处出的信号送至信号处理器进行处理。在整个监测波段内的信道总理。在整个监测波段内的信道总数为数为mnk。接收机的频率分辨。接收机的频率分辨率为率为接收机的最大测频误差为接收机的最大测频误差为在接收机监测频段不是很宽、在接收机监测频段不是很宽、信道数不是很多的情况下，也可信道数不是很多的情况下，也可以进行两次波道划分。第一次划以进行两次波道划分。第一次划分为波段，第二次将波段直

28、接划分为波段，第二次将波段直接划分为信道。分为信道。第99页/共174页纯信道化接收机的优点是可纯信道化接收机的优点是可以达到很高的灵敏度和频率分辨以达到很高的灵敏度和频率分辨率，且具有接近率，且具有接近100的截获监测的截获监测概率。概率。其主要缺点是，在监测频其主要缺点是，在监测频段宽和信道数很多的情况下，需段宽和信道数很多的情况下，需要的设备量很大。例如，在要的设备量很大。例如，在VHF频段，在频段，在f3090 MHz范围内，范围内，若通信电台的信道间隔为若通信电台的信道间隔为25 kHz，如果要求信道化接收机的频率，如果要求信道化接收机的频率分辨率也为分辨率也为25 kHz，则需要，

29、则需要2400个信道。这样，接收机的设备量、个信道。这样，接收机的设备量、体积、重量、功耗都很大，成本体积、重量、功耗都很大，成本也很高，甚至达到使用户难以承也很高，甚至达到使用户难以承受的程度。如果进一步展宽监测受的程度。如果进一步展宽监测频段并提高频率分辨率，这一问频段并提高频率分辨率，这一问题将更为突出。所以，到目前为题将更为突出。所以，到目前为止，纯信道化接收机的这一缺点，止，纯信道化接收机的这一缺点，仍然严重影响着这种接收机在无仍然严重影响着这种接收机在无线电监测中的实际应用。线电监测中的实际应用。第100页/共174页2.频带折叠式信道化接收机频带折叠式信道化接收机频带折叠式信道化

30、接收机的频带折叠式信道化接收机的原理方框图如图原理方框图如图2-22所示。与图所示。与图2-21所示的纯信道化接收机原理所示的纯信道化接收机原理方框图比较可以看出，在图方框图比较可以看出，在图2-22中，对中，对m个分波段通道的输出进个分波段通道的输出进行了行了“折叠折叠”，即把，即把m个分波段个分波段通道的输出叠加在一起，然后送通道的输出叠加在一起，然后送至子波段分路器。由于至子波段分路器。由于“折叠折叠”的结果，子波段通道的数目变为的结果，子波段通道的数目变为n个，比图个，比图2-21减少了减少了(m1)n个。个。经过信道分路器分路后，信道的经过信道分路器分路后，信道的数目变为数目变为nk

31、个，比图个，比图2-21减少了减少了(m1)nk个。如果把个。如果把n个子波段个子波段通道的输出也进行通道的输出也进行“折叠折叠”，则，则信道的数目将减少为信道的数目将减少为k个。由此个。由此可见，频带折叠式信道化接收机可见，频带折叠式信道化接收机的设备量比纯信道化接收机大大的设备量比纯信道化接收机大大减少。这是这类接收方式的突出减少。这是这类接收方式的突出优点。优点。第101页/共174页n n图 2-22频带折叠式信道化接收机原理方框图第102页/共174页但是，频带折叠式信道化接但是，频带折叠式信道化接收机的缺点也是明显的，主要有：收机的缺点也是明显的，主要有：(1)造成信道输出的模糊性

32、。造成信道输出的模糊性。它是指，当某一个信道有输出信它是指，当某一个信道有输出信号时，该信号属于哪一个分波段号时，该信号属于哪一个分波段是不确定的。如果子波段通道输是不确定的。如果子波段通道输出也进行折叠，则该信号属于哪出也进行折叠，则该信号属于哪一个子波段也是不确定的。为了一个子波段也是不确定的。为了消除这种模糊性，必须在接收机消除这种模糊性，必须在接收机中设置一些辅助电路，例如，在中设置一些辅助电路，例如，在每个分波段中设检测电路和指示每个分波段中设检测电路和指示器，用以确定信号的分波段归属器，用以确定信号的分波段归属问题。问题。(2)造成信道输出信号的混造成信道输出信号的混叠。这是因为，

33、在分波段通道输叠。这是因为，在分波段通道输出折叠的情况下，不同分波段接出折叠的情况下，不同分波段接收到的信号有可能最后落入同一收到的信号有可能最后落入同一个信道输出，这便造成信道输出个信道输出，这便造成信道输出信号的混叠。在这种情况下，就信号的混叠。在这种情况下，就不能将混叠的信号分离开来进行不能将混叠的信号分离开来进行分析和识别。如果接收机工作于分析和识别。如果接收机工作于信号密集的频段，例如，工作于信号密集的频段，例如，工作于超短波，尤其是短波频段，这个超短波，尤其是短波频段，这个问题的影响将更为严重。问题的影响将更为严重。第103页/共174页(3)使接收机的灵敏度下降。使接收机的灵敏度

34、下降。这是因为，由于频带折叠，使折这是因为，由于频带折叠，使折叠通道的噪声彼此叠加，接收机叠通道的噪声彼此叠加，接收机输出的总噪声功率增大，从而导输出的总噪声功率增大，从而导致接收机灵敏度的下降。致接收机灵敏度的下降。由于以上缺点的存在，使频由于以上缺点的存在，使频带折叠式信道化接收机在无线电带折叠式信道化接收机在无线电监测领域中的应用受到了很大的监测领域中的应用受到了很大的局限。局限。3.时间分割式信道化接收机时间分割式信道化接收机时间分割式信道化接收机的时间分割式信道化接收机的原理方框图如图原理方框图如图2-23所示。与图所示。与图2-22比较可以看出，它是用时分比较可以看出，它是用时分访

35、问开关代替了频带折叠式信道访问开关代替了频带折叠式信道化接收机中的相加器电路化接收机中的相加器电路(图中为图中为)。时分访问开关依次轮流与各。时分访问开关依次轮流与各分波段通道的输出端相连接，把分波段通道的输出端相连接，把被接通的分波段输出信号送至子被接通的分波段输出信号送至子波段分路器。这种接收机通常被波段分路器。这种接收机通常被称为时分访问式信道化接收机。称为时分访问式信道化接收机。第104页/共174页n n图 2-23时分访问式信道化接收机原理方框图第105页/共174页时分访问式信道化接收机依时分访问式信道化接收机依然保持了频带折叠式信道化接收然保持了频带折叠式信道化接收机设备量少的

36、优点。由于它每一机设备量少的优点。由于它每一瞬时只与一个分波段接通，所以瞬时只与一个分波段接通，所以它不存在后者的上述三个缺点。它不存在后者的上述三个缺点。但是它的截获监测概率比频带折但是它的截获监测概率比频带折叠式信道化接收机低，这是因为，叠式信道化接收机低，这是因为，任何一个分波段只有在被时分访任何一个分波段只有在被时分访问开关接通的时间内才能接收该问开关接通的时间内才能接收该分波段内的信号，而在未接通的分波段内的信号，而在未接通的时间内，即使出现该分波段范围时间内，即使出现该分波段范围内的信号也不能被截获监测。划内的信号也不能被截获监测。划分的分波段数越多，其截获监测分的分波段数越多，其

37、截获监测概率越低。可见，这种接收机是概率越低。可见，这种接收机是以降低截获监测概率为代价换取以降低截获监测概率为代价换取设备量减少的。设备量减少的。时间分割式信道化接收机的时间分割式信道化接收机的另一种结构形式如图另一种结构形式如图2-24所示，所示，它是步进它是步进(频率频率)搜索和信道化相搜索和信道化相结合的一种体制结构，称搜索式结合的一种体制结构，称搜索式信道化接收机。信道化接收机。第106页/共174页n n图 2-24搜索式信道化接收机原理方框图第107页/共174页在图在图2-24中，信道分路器以中，信道分路器以前的电路结构与一般超外差接收前的电路结构与一般超外差接收机相同，只是射

38、频放大器与中频机相同，只是射频放大器与中频放大器都具有比较宽的带宽。接放大器都具有比较宽的带宽。接收机通过控制频率合成器输出本收机通过控制频率合成器输出本振频率的变化来实现分波段的转振频率的变化来实现分波段的转换。由此可见，信道分路器以前换。由此可见，信道分路器以前的电路部分，其作用与图的电路部分，其作用与图2-23所所示的时分访问式接收机子波段分示的时分访问式接收机子波段分路器以前的电路是相同的，但是，路器以前的电路是相同的，但是，前者的设备量却小于时分访问式，前者的设备量却小于时分访问式，分波段数越多，设备量减少越显分波段数越多，设备量减少越显著。著。搜索式信道化接收机的截获搜索式信道化接

39、收机的截获监测概率与时分访问式接收机是监测概率与时分访问式接收机是相近的，由于前者比后者的设备相近的，由于前者比后者的设备量小，电路结构简单，所以前者量小，电路结构简单，所以前者比后者应用更广泛。搜索式信道比后者应用更广泛。搜索式信道化接收机已在通信侦察中得到了化接收机已在通信侦察中得到了实际应用。实际应用。第108页/共174页搜索式信道化接收机的截获搜索式信道化接收机的截获监测概率与设备量是密切相关的，监测概率与设备量是密切相关的，下面简略地加以说明。下面简略地加以说明。设接收机的监测频率范围为设接收机的监测频率范围为fAfB，信道间隔为，信道间隔为D DF，信道数，信道数为为n，则分波段

40、的覆盖范围为，则分波段的覆盖范围为BD=nD DF，需要的分波段数为，需要的分波段数为设接收机在设接收机在fAfB范围内搜范围内搜索一遍需要的时间为索一遍需要的时间为T(T又称搜又称搜索周期索周期)，若忽略频率合成器的换，若忽略频率合成器的换频时间和信号在选择性电路中的频时间和信号在选择性电路中的建立时间，则在每个分波段的驻建立时间，则在每个分波段的驻留时间为留时间为(2-16)(2-15)第109页/共174页由式由式(2-15)和式和式(2-16)可以看可以看出：出：(1)在接收机监测频率范围和在接收机监测频率范围和信道间隔一定的情况下，并行的信道间隔一定的情况下，并行的信道数信道数n越多

41、，则需要的分波段越多，则需要的分波段数数m越少。增加并行的信道数，越少。增加并行的信道数，势必导致设备量增加，并且对信势必导致设备量增加，并且对信号处理器也提出了更高的要求。号处理器也提出了更高的要求。(2)在搜索周期在搜索周期T一定的情况一定的情况下，分波段数越多，则在每个分下，分波段数越多，则在每个分波段的驻留时间越少，必然使接波段的驻留时间越少，必然使接收机的截获监测概率越低。收机的截获监测概率越低。由此可见，从减小设备量考由此可见，从减小设备量考虑，希望并行的信道数要少；从虑，希望并行的信道数要少；从提高接收机的截获监测概率出发，提高接收机的截获监测概率出发，希望分波段数要少，并行的信

42、道希望分波段数要少，并行的信道数要多。在进行接收机设计时，数要多。在进行接收机设计时，二者要统筹考虑，应在保证一定二者要统筹考虑，应在保证一定截获监测概率的情况下，尽量减截获监测概率的情况下，尽量减少接收机的设备量。少接收机的设备量。第110页/共174页当搜索式信道化接收机用于当搜索式信道化接收机用于无线电监测时，由于一般通信信无线电监测时，由于一般通信信号的持续时间比较长，仍然可以号的持续时间比较长，仍然可以获得比较高的截获监测概率。如获得比较高的截获监测概率。如果用于监测跳频信号，提高接收果用于监测跳频信号，提高接收机的反应速度是至关重要的。为机的反应速度是至关重要的。为此，除了合理选择

43、并行的信道数此，除了合理选择并行的信道数和分波段数以外，还应从以下几和分波段数以外，还应从以下几方面提高接收机的反应速度：方面提高接收机的反应速度：(1)尽量减小信号处理器的处尽量减小信号处理器的处理时间。为此，应采用高速逻辑理时间。为此，应采用高速逻辑电路和器件，并进行合理的逻辑电路和器件，并进行合理的逻辑设计。设计。(2)提高频率合成器的换频提高频率合成器的换频速度。为此，应采用高速频率合速度。为此，应采用高速频率合成器作为接收机的本振。目前高成器作为接收机的本振。目前高速频率合成器的换频时间可以达速频率合成器的换频时间可以达到纳秒到纳秒(ns)量级。在分波段数不量级。在分波段数不多的情况

44、下，接收机的本振也可多的情况下，接收机的本振也可以采用固定频率源。固定频率源以采用固定频率源。固定频率源同时产生同时产生m(分波段数分波段数)个固定的个固定的高稳定频率，利用高速转换开关高稳定频率，利用高速转换开关控制控制m第111页/共174页个频率轮流输出，从而实现分波个频率轮流输出，从而实现分波段的转换。这种换频方式的频率段的转换。这种换频方式的频率转换时间一般为几纳秒。转换时间一般为几纳秒。(3)减小滤波器的信号建立减小滤波器的信号建立时间。信号在滤波器中的建立时时间。信号在滤波器中的建立时间近似与滤波器带宽成反比，即间近似与滤波器带宽成反比，即式中，式中，B为滤波器带宽。接收机为滤波

45、器带宽。接收机混频器以前的射频电路部分，滤混频器以前的射频电路部分，滤波器带宽比较宽，建立时间比较波器带宽比较宽，建立时间比较短。例如，短。例如，B=2 MHz(等于分波等于分波段覆盖范围段覆盖范围)，信号建立时间，信号建立时间D Dt=0.5 m ms。并行信道的分路滤波。并行信道的分路滤波器，带宽比较窄，其信号建立时器，带宽比较窄，其信号建立时间往往成为影响接收机反应速度间往往成为影响接收机反应速度的重要因素。例如，要求接收机的重要因素。例如，要求接收机的频率分辨率为的频率分辨率为25 kHz，一般信，一般信道滤波器的带宽道滤波器的带宽B25 kHz，则信，则信号的建立时间为号的建立时间为

46、D Dt40 m ms。这样。这样长的信号建立时间，在监测跳长的信号建立时间，在监测跳第112页/共174页频信号时，往往是难以容忍的。频信号时，往往是难以容忍的。在不降低接收机频率分辨率的条在不降低接收机频率分辨率的条件下，要减少信号的建立时间，件下，要减少信号的建立时间，常采用的一种方法是将信道滤波常采用的一种方法是将信道滤波器的通带展宽，并且做成互相交器的通带展宽，并且做成互相交叠的形式。这种方法通常称为叠的形式。这种方法通常称为2N1分路法。分路法。2N1分路法的原理可用图分路法的原理可用图2-25加以说明。加以说明。第113页/共174页n n图 2-252N1分路法原理第114页/

47、共174页图图2-25(a)示出了信道滤波器示出了信道滤波器的交叠形式。设接收机的频率分的交叠形式。设接收机的频率分辨率为辨率为D DfD，共有，共有N个信道滤波个信道滤波器，滤波器的带宽为器，滤波器的带宽为3D DfD。由图。由图2-25(b)可以看出，可以看出，N个滤波器可个滤波器可构成构成2N1个频区个频区(边缘的滤波器边缘的滤波器带宽为带宽为2D DfD),每个频区的频率覆每个频区的频率覆盖范围则为盖范围则为D DfD。根据滤波器的。根据滤波器的输出可以判断信号所在的频区。输出可以判断信号所在的频区。例如，滤波器例如，滤波器B和和C同时有输出，同时有输出，则信号在则信号在4频区；仅滤波

48、器频区；仅滤波器C有输有输出，则信号在出，则信号在5频区。当然，由频区。当然，由于滤波器特性不理想等因素的影于滤波器特性不理想等因素的影响，会出现误判的情况，但这种响，会出现误判的情况，但这种概率很小，可以忽略。由于频区概率很小，可以忽略。由于频区带宽等于要求的频率分辨率，因带宽等于要求的频率分辨率，因此，尽管滤波器通带展宽了，但此，尽管滤波器通带展宽了，但接收机的频率分辨率并未降低。接收机的频率分辨率并未降低。第115页/共174页采用采用2N1分路法后，因为分路法后，因为信道滤波器通带展宽为原来的信道滤波器通带展宽为原来的3倍，所以，信号的建立时间将减倍，所以，信号的建立时间将减小为原来的

49、小为原来的1/3，这对提高接收，这对提高接收机的反应速度是十分有利的。另机的反应速度是十分有利的。另外，采用外，采用2N1分路法后，接收分路法后，接收机中并行的信道数目也将减少，机中并行的信道数目也将减少，下面举例加以说明。下面举例加以说明。假设接收机的分波段带宽为假设接收机的分波段带宽为2 MHz，信道间隔为，信道间隔为25 kHz,在不在不采用采用2N1分路法时，需要并行分路法时，需要并行的信道数为的信道数为80个。若采用个。若采用2N1分路法，在保持接收机频率分辨分路法，在保持接收机频率分辨率不变的情况下率不变的情况下(为为25 kHz)，只要构成，只要构成80个个(滤波器滤波器带宽为带

50、宽为75 kHz)频区即可，由此可频区即可，由此可以计算出需要的并行信道数目，以计算出需要的并行信道数目，即即第116页/共174页取取N41。也就是说，只要。也就是说，只要41个个并行信道就可以得到并行信道就可以得到25 kHz的频的频率分辨率。当然，由于滤波器通率分辨率。当然，由于滤波器通带的加宽，一个信号可能在两个带的加宽，一个信号可能在两个信道同时有输出，需要在接收机信道同时有输出，需要在接收机中增加监测、判别电路，滤波器中增加监测、判别电路，滤波器通带的加宽，也会使接收机的灵通带的加宽，也会使接收机的灵敏度、抗干扰能力等性能下降。敏度、抗干扰能力等性能下降。在信道化接收机中，需要比在