软件无线电软件无线电体系结构.pptx

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1、16.1 软件无线电的三种结构形式软件无线电的三种结构形式软件无线电的宗旨：（1）尽可能地简化射频模拟前端，使A/D转换尽量靠近天线，数字化后的信号尽量多用软件处理。（2）硬件平台应具有开放性、通用性，软件应具有可升级性，可替换性。软件无线电可分为三大组成部分：射频处射频处理前端理前端A/DD/A数字处数字处理软件理软件第1页/共74页2基于采样方式的不同，软件无线电的组成结构可以分成以下3种：1）射频全宽带低通采样软件无线电结构 2）射频直接带通采样软件无线电结构 3）宽带中频带通采样软件无线电结构6.1 软件无线电的三种结构形式软件无线电的三种结构形式第2页/共74页36.1.1 射频全带

2、宽低通采样软件无线电结射频全带宽低通采样软件无线电结构构组成结构如图所示：双工双工器器超宽带超宽带滤波器滤波器超宽带超宽带放大器放大器超高速超超高速超宽带宽带A/D分波段分波段滤波器滤波器超宽带超宽带功率放功率放大器大器超高速超超高速超宽带宽带D/A超高超高速速 DSP软件软件第3页/共74页4这种结构的优缺点这种结构的优缺点优点：对射频信号直接采样，符合软件无线电概念的定义。缺点：（1）需要的采样频率太高，特别还要求采用大动态、多位数的A/D/A时，显然目前的器件水平无法实现。（2）前端超宽的接收模式会对整个结构的动态范围有很高的要求，工程实现极为困难。所以这种结构只实用于工作带宽不太宽的场

3、合。6.1.1 射频全带宽低通采样软件无线电结构射频全带宽低通采样软件无线电结构第4页/共74页5例：短波例：短波HF频段低通采样软件无线电结构频段低通采样软件无线电结构对于工作频段处于0.1MHz到30MHz范围的HF就可能采用上述结构，因为采样频率在100MHz左右精度为14位的AD已基本能满足要求。双工器双工器滤波器滤波器放大器放大器A/D滤波器滤波器功放功放D/ADSP软件软件0.1MHz30MHz6.1.1 射频全带宽低通采样软件无线电结构射频全带宽低通采样软件无线电结构第5页/共74页66.1.2 射频直接带通采样软件无线电结构射频直接带通采样软件无线电结构组成结构如图所示：双工器

4、双工器窄带电调滤窄带电调滤波器波器放大器放大器A/D功功放放“0”内插上内插上变频变频D/ADSP软件软件窄带电调窄带电调滤波器滤波器第6页/共74页7本结构说明本结构说明本结构采用了射频直接带通采样原理。这种带通采样除了需要一个主采样频率fs外，还需要M个“盲区”采样频率fsm(m=0,1,2M-1)，M值由下式确定：式中，INTx表示取大于等于x的最小整数。盲区采样频率为：式中，m=0,1,2,M-1对应盲区号。6.1.2 射频直接带通采样软件无线电结构射频直接带通采样软件无线电结构第7页/共74页8主采样频率fs的确定主要取决于A/D器件的性能；另外，还要考虑与后续DSP的处理速度相匹配

5、。为减少盲区采样频率的数量，在最高工作频率fmax一定的情况下，fs应尽量选高。本结构对A/D器件的要求是A/D需有足够高的工作带宽。优点：与射频全宽开低通采样结构相比最大的不同就是采用的前置滤波器的差异；另外还有A/D的采样速率不同；最后就是对DSP的处理速度要求不同。实现可行性较强。6.1.2 射频直接带通采样软件无线电射频直接带通采样软件无线电结构结构第8页/共74页9缺点：前置窄带电调滤波器和高工作带宽的A/D（高性能采样保持放大器）实现起来还是有相当的难度。另外，本结构需要多个采样频率，增加了系统实现复杂度。因此，我们将介绍下面一种软件无线电结构宽带中频带通采样软件无线电结构。6.1

6、.2 射频直接带通采样软件无线电射频直接带通采样软件无线电结构结构第9页/共74页106.1.3 宽带中频带通采样软件无线电结宽带中频带通采样软件无线电结构构组成结构如图所示：分波段分波段滤波器滤波器 功功放放高高放放 双工双工器器 一本一本振振 一中一中放放 滤滤波波A/DD/A DSP(软软件件)fsf0放放大大放放大大 一本一本振振 二中二中放放第10页/共74页11本结构说明本结构说明本结构类似于超外差无线电台，但常规电台的中频带宽为窄带结构，而本结构为宽带中频结构。本结构使前端电路设计得以简化，信号经过接收通道后的失真也小，而且通过后续的数字化处理，本结构具有更好的波形适应，信号带宽

7、适应性以及可扩展性。本结构的射频前端比较复杂，它的功能是将射频信号转换为适合于A/D采样的宽带中频或把D/A输出的宽带中频信号变换为射频信号。6.1.3 宽带中频带通采样软件无线电结构宽带中频带通采样软件无线电结构第11页/共74页126.1.4 三种软件无线电结构的等效数字三种软件无线电结构的等效数字谱谱低通采样的软件无线电结构的数字谱：图中的频率全部用模拟频率来表示的，且仅画了正半频率。B Bf第12页/共74页13宽带中频带通采样的数字谱：由带通采样定理，采样速率 fs 与中频 f0 满足条件：其AD采样数字谱 XD 如下图1所示，图2为中频信号模拟频谱 XA：图图1B0f6.1.4 三

8、种软件无线电结构的等效数三种软件无线电结构的等效数字谱字谱第13页/共74页14图图2B0f 当上式中n为偶数时，数字谱和模拟谱的对应关系为 ；当n为奇数时对应关系 。所以，无论 n 取确定的何值，带通采样的数字谱与原始模拟带通信号谱也是一一对应，只是根据不同的中频选取不同的数字模拟对应关系而已。6.1.4 三种软件无线电结构的等效数三种软件无线电结构的等效数字谱字谱第14页/共74页15射频直接带通采样技术 为消除因前置跟踪滤波器和不理想而产生的采样“盲区”，需要多个采样频率，其中包括一个主采样频率 fS和M个“盲区”采样频率 fSm。主采样时的数字谱和射频信号谱分别如下二图。B0f图图16

9、.1.4 三种软件无线电结构的等效数三种软件无线电结构的等效数字谱字谱第15页/共74页16 这时数字谱与模拟信号谱的对应关系主要取决于前置跟踪滤波器所处的位置，当跟踪滤波器（其中心频率设为 fcent）位于偶数频段，满足：B0f跟踪滤跟踪滤波器波器图图26.1.4 三种软件无线电结构的等效数三种软件无线电结构的等效数字谱字谱第16页/共74页17 射频直接带通采样还存在“盲区”采样频带。“盲区”频带的中心频率 f0m由下式定：式中，fS 为主采样频率，m为“盲区”频带号(m=0,1,M-1)，其数字谱和射频信号谱如下图所示B0f图图1B0f跟踪滤跟踪滤波器波器图图26.1.4 三种软件无线电

10、结构的等效数三种软件无线电结构的等效数字谱字谱第17页/共74页18 “盲区”采样数字谱与“盲区”频带信号谱的对应关系取决于前置跟踪滤波器所处的位置，当其位于偶数(m=0,2,4,6,)“盲区”时，其对应关系为：当其为于奇数(m=1,3,5,7,)“盲区”时，其对应关系为：所以，无论主采样还是“盲区”采样都可以用一个等效的基带数字谱来唯一地表示射频信号，只要确知前置滤波器在射频频带上所处的位置。6.1.4 三种软件无线电结构的等效数三种软件无线电结构的等效数字谱字谱第18页/共74页196.2 软件无线电接收机数学模型软件无线电接收机数学模型 软件无线电接收机相对发射机而言结构比较复杂，涉及内

11、容多，所以首先介绍两种接收机数学模型。1）单通道软件无线电接收机数学模型 2）并行处理思想 3）并行多通道软件无线电接收机数学模型第19页/共74页206.2.1 单通道软件无线电接收机数学模型单通道软件无线电接收机数学模型在同一时刻只能接收所选择的一个信道的信号进行接收解调分析。射频信号经过不同形式的AD采样数字化后，形成了统一的基带数字谱 XD(f)，对 XD(f)处理的目的就是如何从中提取出有效带宽 B0 内信号载频为 W0 的信号 S(n)。任何一种调制形式的信号都可以分解出同相分量和正交分量，用它们完全可以描述该给定信号的特征，而对信号进行接收解调的目的实际就是提取这两个正交分量。第

12、20页/共74页211）数字混频法的实现如图所示：S(n)I(n)Q(n)图中的低通滤波器 主要用来滤除I(n)和Q(n)频谱分量以外的不需要的信号。低通滤波器的通带截止频率 应为I(n)和Q(n)频谱分量中对应的最高频率，而滤波器的阻带截止频率应小于信道间隔的一半，以消除邻道干扰的影响。第21页/共74页22 经过分析可知，通过低通滤波后得到的基带正交信号I(n)、Q(n)不再是带宽为 的信号，而是带宽为 的信号，而且 ，所以可以对I(n)、Q(n)进行D 倍抽取，抽取因子D 由下式确定：如下图所示：S(n)I(m)Q(m)D D第22页/共74页23 在上图中，低通滤波器和后续的抽取器一起

13、构成了一个标准的抽取系统，该抽取系统可以通过多相滤波结构来实现，以降低对滤波器吞吐率的要求。如果抽取因子D 很大，需要用多级抽取来实现，如下图：X(n)I(m)Q(m)D1D1D2D2第23页/共74页24 图中共采用了M级抽取，每级的抽取因子分别为Dm(m=1,2,M),总共抽取因子为：第24页/共74页252）另一种是基于多相滤波正交化处理的实现方案，其数学模型如下图所示：AD22X(t)I(m)Q(m)DDCICCICCICCICHBFHBFHBFHBFFIRFIRFIRFIR特特特特征征征征提提提提取取取取第25页/共74页26本结构模型对采样振荡器的要求比较高，它必须根据信号的中心频

14、率 能精确地预置到带通采样公式：这种结构模型必须首先确知在哪个信道上有信号。其潜在问题是需要一个搜索或监视接收机的专用设备对全频段进行搜索监视，如果搜索速度不够快，就会遗漏或丢失信号。第26页/共74页276.2.2 传统并行多通道软件无线电接收机数学传统并行多通道软件无线电接收机数学模型模型通常，软件无线电采用宽带带通采样，采样的数据包含多个信道的信息，如何同时处理这些信息？引入并行多通道处理理论和软件无线电信道化结构模型。传统的并行多通道接收机数字模型是通过多个并联的单通道接收机来实现的。在宽带采样后，多个信道的信号周期延托到第1个 Nyquist频带内，其载波频率发生了变化。在每个信道处

15、理时通过先乘上载波搬移到零中频，然后滤波进行抽取得到各信道的数据流。第27页/共74页28并行多通道处理理论并行多通道处理理论宽宽带带采采样样各各个个信信道道第28页/共74页29并行多通道处理并行多通道处理CICCICFIRFIRCICCICHBFHBFFIRFIR特征特征特征特征提取提取提取提取识别识别识别识别解调解调解调解调分析分析分析分析HBFHBF信息输出信息输出信息输出信息输出CICCICFIRFIRCICCICHBFHBFFIRFIR特征特征特征特征提取提取提取提取识别识别识别识别解调解调解调解调分析分析分析分析HBFHBF信息输出信息输出信息输出信息输出ADADCICCICFI

16、RFIRCICCICHBFHBFFIRFIR特征特征特征特征提取提取提取提取识别识别识别识别解调解调解调解调分析分析分析分析HBFHBF信息输出信息输出信息输出信息输出第29页/共74页306.3 信道化接收机数学模型信道化接收机数学模型上一节介绍的两种结构模型只能对单个信号或有限几个信号进行解调接收，必须首先确知在哪个信道上有信号。这种结构的潜在问题是需要一个搜索或监视接收机的专用设备对全频段进行搜索监视，如果搜索速度不够快，就会遗漏或丢失信号。因此，本部分讨论基于多相滤波器组的信道化接收机就可以实现全概率的信号截获。第30页/共74页316.3.1 数字滤波器组与信道化基本概念数字滤波器组

17、与信道化基本概念 数字滤波器组是指具有共同输入，若干个输出端的一组滤波器，如下图所示。h 0(n)h1(n)h K-1(n)x(n)y0(n)y1(n)yK-1(n)r显然除h0(n)可能是低通滤波器外，其他的数字滤波器都是带通滤波器或单边带滤波器。DDD第31页/共74页32复信道化滤波器组概念复信道化滤波器组概念r如果这K个滤波器是把宽带信号S(n)均分成K个子频带信号输出，那么就把这种滤波器叫做信道化滤波器。2+1+0D-1D-20第32页/共74页33可以得到滤波器组的各个滤波器r先设计一低通滤波器，如右图所示：0第33页/共74页34复信道化滤波器组设计复信道化滤波器组设计显然以上滤

18、波器组可以表示如下，这就是传统的并行处理算法实现框图，其中：x(n)y y0 0(m)(m)DDy y1 1(m)(m).Dy yD-1D-1(m)(m)第34页/共74页35实信道化滤波器组概念实信道化滤波器组概念r如果在正频率段用K个滤波器是把宽带实信号S(n)均分成K个子频带信号输出，就构成了实信道化滤波器。3+2+1+1-2-03-第35页/共74页36可以得到滤波器组的各个滤波器r先设计一低通滤波器，如右图所示：0第36页/共74页37实际实信道化滤波器组设计实际实信道化滤波器组设计在实际应用以上滤波器组可以用更简单的表示，构成传统的并行处理算法实现框图。x(n)y y0 0(m)(

19、m)DDy y1 1(m)(m)Dy yD-1D-1(m)(m)第37页/共74页38这种滤波器组把整个采样频带（0,fs）划分成若干个并行的信道输出，使得信号无论何时何地（信道）出现，均能加以截获，并进行解调分析，所以它具备了全概率截获的能力，是侦收跳频、“突发”以及自适应通信信号的理想接收机。本结构的缺点是：当信道数多时，D值会很大，低通滤波器的阶数可能会很大，实现效率很低。下面介绍高效的实现方法。第38页/共74页396.3.2 基于基于DFT滤波器组的信道化接收机数学模型滤波器组的信道化接收机数学模型（复信道化处理）（复信道化处理）上面数字滤波器组和后面进行的抽取可以借助多相分解算法减

20、少运算量。抽取后：第39页/共74页40基于基于DFT滤波器组的并行处理滤波器组的并行处理hlp(l)多相分解表示：l=l*D+k，k=0,1,D-1 代入：r由定义可知有：第40页/共74页41基于基于DFT滤波器组的并行处理滤波器组的并行处理代入上面两个定义式：r其中：第41页/共74页42Elpk(z)为hlp(l)多相表示，而xk(m)为x(n)的多路延迟抽取的结果，因此处理结构为：DDD第42页/共74页43基于基于DFT滤波器组的并行处理滤波器组的并行处理最后通过yi,k(m)计算yi(m)，是通过DFT运算来完成，具有高效特性：DDDDFT第43页/共74页44同样引入多相滤波结

21、构，到实信道化并行接收机数学模型中，可推导如下：6.3.3 基于基于DCT滤波器组的信道化接收机数学模型滤波器组的信道化接收机数学模型（实信道化处理）（实信道化处理）第44页/共74页45实信道化实信道化DCT滤波器组处理滤波器组处理hlp(l)多相分解表示：l=l*2D+k，k=0,1,2D-1 代入：r按照2D抽取比抽取后：第45页/共74页46实信道化实信道化DCT滤波器组处理滤波器组处理由定义可知有：r代入上面两个定义式：第46页/共74页47实信道化实信道化DCT滤波器组处理滤波器组处理其中：第47页/共74页48实信道化实信道化DCT滤波器组处理滤波器组处理Elpk(z)为hlp(

22、l)多相表示，而xk(m)为x(n)的多路延迟抽取的结果，因此处理结构为：2D2D2D第48页/共74页49实信道化实信道化DCT滤波器组处理滤波器组处理最后通过yi,k(m)计算yi(m)，是通过DCT运算来完成，具有高效特性：2D2D2DDCT第49页/共74页50软件无线电的发射机的基本组成结构为：本节将讨论 3 种不同的发射机结构：单通道发射机数学模型多通道发射机数学模型信道化发射机数学模型6.4 软件无线电发射机数学模软件无线电发射机数学模型型基带调制上变频功率放大天线或介质第50页/共74页516.4.1 单通道软件无线电发射机模型单通道软件无线电发射机模型任何一个无线电信号均可表

23、示为：式中，分别表示该信号的幅度调制信息和相位调制信息，为信号载频。对上式进行数字化，可得：式中，为采样间隔，上式可简化为：第51页/共74页52为便于进行信息调制，通常进行正交分解：式中:也就是说，给定任何一种调制方式，就可以计算出相应的两个正交分量I(n),Q(n)，然后分别与两个正交本振 相乘并求和，即可得到调制信号S(n)。正交正交调制调制信号产信号产生生I(n)Q(n)S(n)第52页/共74页53由于两个正交基带信号I(n)、Q(n)的带宽仅为信号带宽，为使产生的基带信号与后面的采样速率相匹配，在进行正交调制之前必须通过内插把低数据速率的基带信号提升到采样频率上，整个实现过程如下图

24、。本结构又称基频发射机。基带基带正交正交信号信号产生产生I(m)Q(m)S(n)III(n)Q(n)第53页/共74页54如何用目前中低速采样率的发射机来产生更高频率的信号：1）利用模拟上变频的办法来实现。2）采用内插技术实现数字上变频。内插技术的基本原理：设调制模型产生的数字谱为：对S(n)进行I倍内插 后的信号谱为：0fS(f)0fSl(f)第54页/共74页55用带通滤波器滤出第m次镜频，就相应得到了载频为m倍于基带载频(m=1)的高频信号。基带基带正交正交信号信号产生产生I(m)Q(m)S(n)I1I1I2FIRDAS(t)带通滤波带通滤波带通滤波带通滤波器器器器第55页/共74页56

25、数字带通滤波器实现起来比较困难，可以采用下面的模拟域滤波方案：电电调调滤滤波波器器基带基带正交正交信号信号产生产生I(m)Q(m)S(n)I1I1I2DAS(t)模拟带通滤模拟带通滤模拟带通滤模拟带通滤波器波器波器波器第56页/共74页57上面结构对DA转换器的要求相当高，为避免内插给DA带来的负担，可以设想把零内插移至DA之后通过模拟接零开关来实现，如下图：零点电调滤波器基带正交信号产生I(m)Q(m)S(n)I1I1DAS(t)模拟带通滤模拟带通滤波器波器开关说明：接地时间 接信号时间第57页/共74页58Q2(m)基带正交基带正交信号产生信号产生I2(m)S2(n)II基带正交基带正交信

26、号产生信号产生I1(m)Q1(m)S1(n)II基带正交基带正交信号产生信号产生IL(m)QL(m)SL(n)IIDA镜频滤镜频滤波器波器S(t)零点零点多个单通道发射机构成的并行发射机第58页/共74页59本结构可以同时发射的多个信号只能位于单通道的某个频段内，即下面的频段内：第59页/共74页606.5 信道化软件无线电发射机模型信道化软件无线电发射机模型前面的两种结构模型只能对单个信号或有限几个信号进行调制发射，如果信道数比较多，则多通道方案就显得过于复杂。信道化模型不仅能同时发射整个处理带宽（0fs）内所有信道上的信号，而且运算效率高，实时处理能力强，结构简单。本结构核心同信道化接收机

27、，都是基于多相滤波来实现的，通过内插的方式。第60页/共74页616.5.1 发射机信道化的基本概念发射机信道化的基本概念全信道化发射的原理说明 1）对i 个待发射基带复信号mi(t)进行频率为fs的采样，得到的数字谱如下图所示：2）对 进行I倍内插和滤波后得到的数字谱为下图所示：第61页/共74页62 3）然后分别用移频因子 把基带移至 处，如下图所示：其中 由下式确定：0为了简化，修改移频方法如下图所示：0第62页/共74页63整个频谱搬移实现过程可以如下图：m0(k)IIm1(k)Iml-1(k)h(n)h(n)h(n)y0(n)y1(n)yl-1(n)y(n)内插上变频DA镜频滤波器S

28、(t)零点第63页/共74页646.5.2 信道化发射机复信号数学模型信道化发射机复信号数学模型上图所示的信道化发射机模型虽然能实现发射机信道化思想，但实际上还是一种多通道并行实现，结构并未简化。本节给出基于多相结构的信道化发射机数学模型，该模型的计算效率高，处理能力强。根据上面简化图的结论进行推导，可以得到利用了FFT实现的DFT运算，提高了计算效率，增强了实时处理能力。简称为DFT信道化发射结构。第64页/共74页65DFT信道化发射结构推导信道化发射结构推导从上节并行结构可知其中：第65页/共74页66DFT信道化发射结构推导信道化发射结构推导对于任意对于任意(0,1,i-1)有：有：第

29、66页/共74页67DFT信道化发射结构推导信道化发射结构推导定义DFT运算：可得不同的y(n)的值：结论：可得不同的y(n)的值为DFT运算结果，再经过多项滤波，然后再插值相加。第67页/共74页68DFTm0(k)IIm1(k)Iml-1(k)h0(k)y0(k)y1(k)yl-1(k)h1(k)hl-1(k)Z-1Z-1y(n)M0 (k)M1(k)Ml-1(k)由此可以得到DFT信道化发射结构实现：第68页/共74页69从推导中可以看出，上图中模型输出的信号y(n)为复信号。然而在实际情况中发射机都发射的是实正弦信号，直接使用上面的模型就会产生运算利用率下降的问题实际有用信道数减半。所

30、以下面会推导实信号的信道化发射机模型。第69页/共74页706.5.3 信道化发射机实信号数学模型信道化发射机实信号数学模型具有实信号输出的信道化发射机的直接实现形式如下图所示：y(n)S(n)m0(k)2I2Im1(k)2Iml-1(k)h(n)h(n)h(n)y0(n)y1(n)yl-1(n)第70页/共74页716.5.3 信道化发射机实信号数学模型信道化发射机实信号数学模型该模型与复信号的发射模型区别在于：1）内插因子为2I，而非I；2）频移因子 将由下式 决定；3）I 路合成信号y(n)经取实部后再输出。产生实信号输出的频谱结构：0第71页/共74页72可得如下图所示的实现实信号发射

31、的高效数学模型：DFTm0(k)IIm1(k)Iml-1(k)h0(r)h1(r)hl-1(r)Z-1Z-1y(n)222Re()r用该模型实现实信号的发射将比用复信号的发射模型要高效得多，但需要特别注意实际输出信号S(n)中信道与 mi(k)的对应关系。第72页/共74页73n思考题：软件无线电的三种结构形式，第1种结构为什么不现实，第2种结构为什么难实现，第3种结构主要解决什么问题，与传统超外差接收机的区别?数字化正交分量的提取有哪两种方法，那种计算量小，为什么?多级滤波器设计的关键是什么，抽取因子分配的原则是什么?半带、CIC和FIR滤波器在信号处理中的位置顺序，为什么这样安排?多相滤波器正交化处理器的特点、优点和不足，该结构采样频率的精度要求与什么参数有关?数字滤波器组与信道化的基本概念;信道化接收机低通实现中复、实信号处理存在的区别;多相滤波器组信道化接收机在处理结构上的特点，从那两方面进行了运算量的减少;数字调制有哪两种调制结构，为什么数字实现强调正交法?频谱搬移前后的内插有什么不同的作用，减少D/A压力的办法是什么?信道化发射机多相结构的优点;信道化发射机实信号模型与复信号模型在形式上的不同点;第73页/共74页第六章 软件无线电体系结构74感谢您的观看！第74页/共74页