交流调速技术与系统ppt课件完整版.pptx

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1、第一章第一章概概论论1.1交流调速发展的概况与趋势交流调速发展的概况与趋势1.1.1 直流电机与交流电机的比较直流电机与交流电机的比较:由于换向器的存在，使直流电动机的维护工作量加大，单机容量、最高转速以及使用环境都受到限制。人们转向结构简单、运行可靠、便于维护、价格低廉的异步电动机，但异步电动机的调速性能难以满足生产要求，60年代以后，特别是70年代以来，电力电子技术和控制技术的飞速发展，使得交流调速性能可以与直流调速相媲美、相竞争，目前，交流调速已进入逐步替代直流调速的时代。1.1.2 电力电力子器件的发展电力电力子器件的发展电力电力子器件的发展为交流调速奠定了物质基电力电力子器件的发展为

2、交流调速奠定了物质基础。础。50年代末出现了晶闸管，实现了变频调速，年代末出现了晶闸管，实现了变频调速，70年代以后，功率晶体管（年代以后，功率晶体管（GTR）、门极关断）、门极关断晶闸管晶闸管(GTO晶闸管晶闸管)、功、功MOS场效应晶体管场效应晶体管(Power MOSFET)、绝缘栅双极晶体管、绝缘栅双极晶体管(IGBT)、MOS控制晶闸管控制晶闸管(MCT)等已先后等已先后问世，这些器件都是既能控制导通又能控制关断问世，这些器件都是既能控制导通又能控制关断的自关断器件。的自关断器件。80年代以后出现的功率集成电年代以后出现的功率集成电路路(Power ICPIC)，集功率开关器件、，集

3、功率开关器件、驱动电路、保护电路、接口电路于一体，目前已驱动电路、保护电路、接口电路于一体，目前已应用于交流调速的智能功率模块应用于交流调速的智能功率模块(Intelligent Power ModuleIPM)是功率器件的重要是功率器件的重要发展方向。发展方向。1.1.3 变频技术的发展变频技术的发展以普通晶闸管构成的方波形逆变器被全控以普通晶闸管构成的方波形逆变器被全控型高频率开关器件组成的脉宽调制型高频率开关器件组成的脉宽调制(PWM)逆变器取代后，逆变器取代后，SPWM 逆变器逆变器及其专用芯片得到了普通应用。及其专用芯片得到了普通应用。1.1.4 控制技术的发展控制技术的发展70年代

4、初提出的矢量控制理论解决了交流年代初提出的矢量控制理论解决了交流电动机的转矩控制问题电动机的转矩控制问题。直接转矩控制是80年代中期提出的又一转矩控制方法，其思路是把电机与逆变器看作一个整体,采用空间电压矢量分析方法在定子坐标系进行磁通、转矩计算，通过磁通跟踪型PWM逆变器的开关状态直接控制转矩。1.1.5 交流调速系统的发展交流调速系统的发展无速度传感器控制系统的研究。微处理机引入控制系统，促进了模拟控制系统向数字控制系统的转化。非线性解耦控制、人工神经网络自适应控制、模糊控制等各种新的控制策略正不断涌现。1.2交流调速方法交流调速方法异步电动调速可以通过三条途径进行：改变电源频率、改变极对

5、数以及改变转差率。1.2.1.1变频调速1.变频调速的基本要求及机械性能.保持磁通为额定值 恒定图1-1 异步电动机的稳态等效电路转子电流电磁功率电磁转矩 最大转矩可见，保持 恒定进行变频调速时，最大转矩保持不变。图图1-2 保持保持E1/f1恒定时，变频调速时的机械特性恒定时，变频调速时的机械特性U1/f1恒定保持E1/f1恒定只是一种理想的控制方法，可以近似地维持m恒定，从而实现近似的恒磁通调速，这可通过对定子相电压和频率进行协调控制来实现。转子电流电磁转矩转差率 最大转矩可见，保持U1/f1恒定进行变频调速时，最大转矩将随f1的降低而降低。图图1-3 保持保持U1/f1恒定时，变频调速时

6、的机械特性恒定时，变频调速时的机械特性（2）保持电压为额定值此时气隙磁通 将随着频率f1的升高而反比例下降，类似于直流电动机的弱磁升速。可见，保持电压为额定值进行变频调速时，最大转矩将随f1的升高而减少。当s很小时，有r2/sx1及r2/s(x1+x2)，带负载后的转速降为当保持电压为额定值、且s变化范围不大时，如果频率f1增加，则转矩T减少，而同步机械角速度1=2f1/pN将随频率增加而增加。这就是说，随着频率增加，转矩减少，而转速增加。根据pM=T1，可近视地看作恒功率调速。图图1-4 保持保持U1为额定电压时，变频调速时为额定电压时，变频调速时 1-5 异步电动机变频调速时异步电动机变频

7、调速时的机械特性图的机械特性图 的控制特性的控制特性2.变频电源按结构型式：交-直-交变频器和交-交变频器两类 表表1-1 交交-直直-交变频器与交交变频器与交-交变频器主要特点比较交变频器主要特点比较比较项目交-直-交变频器交-交变频器换能方式两次换能，效率略低一次换能，效率较高晶闸管换相方式强迫换相或负载换相电网电压换相所用器件数量较少较多调频范围频率调节范围宽一般情况下，输出最高频率为电网频率的1/31/2电网功率因数采用可控整流器调压，低频低压时功率因数较低；采用斩波器或PWM方式调压，功率因数高较低适用场所可用于各种电力拖动装置，稳频稳压电源和不间断电源适用于低速大功率拖动按电源性质

8、：可分为电压型变频器和电流型变频器两类。表表1-2 电压型与电流型交电压型与电流型交-直直-交变频器主要特点比较交变频器主要特点比较比较项目电压型变频器电流型变频器直流回路滤波环节电容器电抗器输出电压波形矩形波决定于负载,对于异步电动机负载近似值为正弦波输出电流波形决定于负载功率因数有较大的谐波分量矩形波输出阻抗小大回馈制动需在电源侧设置反并联逆变器方便，主电路不需附加设备调速动态响应较慢快对晶闸管的要求关断时间要短，对耐压要求一般较低耐压高，对关断时间无特殊要求适用范围多电动机拖动，稳频稳压电源单电动机拖动，可逆拖动1.2.1.2变极调速1.变极原理 改变绕组联接方法，使流过线圈的电流相反，

9、即可达到改变极对数的目的。将一相绕组分为两半，当两半绕组顺接串联时，在气隙中形成4极磁场，如果把其中一半绕组的电流反向，即把两半绕组反接串联或反接并联时，气隙中就形成2极磁场，同步转速将升高一倍。2.变极调速时的容许输出与机械特性 图图1-13 -变极调速时的机械特性变极调速时的机械特性 图图1-14 -变极调速时的机械特性变极调速时的机械特性1.2.1.3变转差率调速1.绕线转子串电阻调速 串入调速电阻r1，转子回路总电阻变为r2+r1，机械特性由固有特性1变为认为特2，机械特性变软。若负载转矩仍为额定值不变，则运行点由ab，转差率从sNs1，转速便由n1(1-sN)变为n1(1-s1)。图

10、图1-15 绕线转子串电阻时绕线转子串电阻时 的机械特性的机械特性转子串电阻属于恒转矩调速。2.定子调压调速 改变异步电动机定子端电压，其机械特性如图1-16a所示。如果带恒转矩负载,由于稳定运行区限制在0sm范围内，可以调试的范围极小，已无实际意义。如果带通风机型负载,稳定运行区不受sm限制，相应的调速范围较大。3.电磁转差率离合器调速 采用电磁转差离合器调速的异步电动机称为电磁调速电动机，它由三部分组成：笼型异步电动机、电磁转差离合器和控制装置。我国的YCT系列电磁调速电动机已将三部分组装起来成套供应。离合器输出转矩为图图1-20 电磁转差离合器的机械特性电磁转差离合器的机械特性4.双馈调

11、速及串级调速（1）双馈调速 双馈调速是将定、转子三相绕组分别接入两个独立的三相对称电源：定子绕组接入工频电源；转子绕组接入频率、幅值、相位都可以按照要求进行调节的交流电源，即采用交-交变频器或交-直-交变频器给定子绕组供电。其中，必须保证的是在任何情况下转子外加电压的频率都要与转子感应电动势的频率保持一致。当改变转子外加电压的幅值和相位时就可以调节异步电动机的转速，也可以调节定子侧的功率因数。（2）串级调速 串级调速的基本思路是，把异步电动机转子感应电动势和转子外加电压都变为直流量，使原来随转差率而变化的可变频率交流量转化为与频率无关的直流量，从而免去了对转差频率的检测、控制，主电路结构和控制

12、系统都要简单得多。由于采用不控整流器整流，转差功率也仅仅是单方向地由转子转子侧送出，回馈给电网。串级调速于双馈调速相比，系统结构简单，易于实现，分析、控制都方便，但在相同调速范围和额定负载下，调速装置容量增大一倍，因而往往推荐用于调速范围不太大的场合。另外功率因数也较低。1.2.2 同步电动机同步电动机同步电动机的转速就是同步转速n1=60f1/pN，如果接入恒频电源，则由于同步电动机的转速将与电源频率保持严格的同步关系故而不可调。随着电力电子变频技术的飞速发展，同步电动机同样可以进行变频调速。同步电动机变频调速可以分为他控式变频调速和自控式变频调速两大类。1.3 交流调速的主要应用领域交流调

13、速的主要应用领域冶金机械 电气牵引数控机床 矿井提升机械 起重、装卸机械 原子能及化工设备 建筑电气设备 纺织、食品机械 第二章第二章变频调速技术变频调速技术2.1 交交-直直-交变频器的基本电路交变频器的基本电路交-直-交变频器的基本电路包括整流电路和逆变电路，整流电路将共频交流电整流成直流电，逆变电路再将直流电逆变成频率可调的三相交流电，是整流变换的逆过程。其核心部分为逆变器。变频器的分类方法有多种，按照主电路工作方式分类，可以分为电压型变频器和电流型变频器；按照开关方式分类，可以分为PAM控制变频器、PWM控制变频器和高载频PWM控制变频器；按照工作原理分类，可以分为V/f控制变频器、转

14、差频率控制变频器和矢量控制变频器等；按照用途分类，可以分为通用变频器、高性能专用变频器、高频变频器、单相变频器和三相变频器等。2.1.1 交直交电压型变频器交直交电压型变频器图图2-1 交交-直直-交电压型变频器主电路交电压型变频器主电路三相逆变电路由六只具有单向导电性的功率半导体开关SlS6组成。每只功率开关上反并联一只续流二极管，为负载的滞后电流提供一条反馈到电源的通路。极据功率开关的导通持续时间不同，可以分为180导电型和120导电型两种工作方式。180导电型各功率元件驱动脉冲波形如图2-3所示。状态S1S2S3S4S5S6状态1（060）状态2（60120）状态3（120180）状态4

15、（180240）状态5（240300）状态6（3003600）表表2-1 180导电型导电型逆变器逆变器功率开关导通规律功率开关导通规律输出电压状态1状态2状态3状态4状态5状态6相电压uA0Ud/32Ud/3Ud/3-Ud/3-2Ud/3-Ud/3uB0-2Ud/3-Ud/3Ud/32Ud/3Ud/3-Ud/3uC0Ud/3-Ud/3-2Ud/3-Ud/3Ud/3Ud/3线电压uABUdUd0-Ud-Ud0uBC-Ud0UdUd0-UduCA0-Ud-Ud0UdUd表表2-2 负载为丫接时各个工作状态下的输出电压负载为丫接时各个工作状态下的输出电压图图2-5 三相电压型逆变器的输出电压波形（

16、三相电压型逆变器的输出电压波形（180导电型）导电型）2电压型变频器及电压调节方式（1）电压型变频器 最简单的电压型变频器由可控整流器和电压型逆变器组成，用可控整流器调压，逆变器调频，如图2-6所示。为适应再生制动运行，可在图2-6电路的基础上，增加附加电路。一种方法是，在中间直流电路中设法将再生能量处理掉，即在电容Cd的两端并联一条由耗能电阻R与功率开关(可以是晶闸管或自关断器件)相串联的电路，如图2-7所示。另一种方法是，在整流电路中设置再生反馈通路反并联一组逆变桥，如图2-8所示。（2）电压调节方式 一种是采用可控整流器整流，通过对触发脉冲的相位控制直接得到可调直流电压。另一种是采用不控

17、整流器整流，在直流环节增加斩波器，以实现调压，如图2-9所示。3串联电感式电压型变频器图图2-10 三相串联电感式电压型变频器的主电路三相串联电感式电压型变频器的主电路图中Cd、Ld构成中间滤波环节，通常Ld很小，Cd很大。晶闸管VT1VT6作为功率开关取代了图2-3中的SlS6。L1L6为换相电感，位于同一桥臂上的两个换相电感是紧密耦合的，串联在两个主晶闸管之间，因而称之为串联电感式。C1C6为换相电容，RARC为环流衰减电阻。该电路属于180导电型，换相是在同桥臂的两个晶闸管之间进行，采用补换相方式、即触发一个晶闸管去关断同一桥臂上的另个晶闸管。（1）换相前的状态（2）.换相阶段（3）环流

18、及反馈阶段（4）负载电流反向阶段 图图2-12 换相时的电压、电流波形换相时的电压、电流波形2.1.2 交交-直直-交电流型变频器交电流型变频器1电流型逆变器的基本电路 表表2-3 120导电型导电型逆变器逆变器功率开关导通规律功率开关导通规律状态S1S2S3S4S5S6状态1（060）状态2（60120）状态3（120180）状态4（180240）状态5（240300）状态6（3003600）以状态1为例 表表2-4 负载为负载为接时各个工作状态下的输出电流接时各个工作状态下的输出电流输出电流状态1状态2状态3状态4状态5状态6线电流iA0IdId0-Id-Id0iB0-Id0IdId0-I

19、diC00-Id-Id0IdId相电流iAB2Id/3Id/3-Id/3-2Id/3-Id/3Id/3iBC-Id/3Id/32Id/3Id/3-Id/3-2Id/3iCA-Id/3-2Id/3-Id/3Id/32Id/3Id/3图图2-15 三相电流型逆变器的输出电流波形（三相电流型逆变器的输出电流波形（120导电型）导电型）2电流型变频器的再生制动运行图图2-16 电流型变频器的电动状态与再生制动状态电流型变频器的电动状态与再生制动状态（a）电动状态）电动状态 （b）再生制动状态）再生制动状态3串联二极管式电流型变频器a换相前的状态 b晶间管换相及恒流充电阶段（3）二极管换相阶段 （4）换

20、相后的状态 2.2 脉宽调制型变频器脉宽调制型变频器图图2-19 PWM变频器的主电路原理图变频器的主电路原理图PWM变频器的主电路如图2-19所示，由图可知，该变频器的主电路时由整流电路部分和逆变电路部分组成。整流电路完成将三相交流电转变为直流电的作用。逆变部分再将恒定的直流电转变为电压和频率均可调的三相交流电，以驱动三相异步电动机负载，2.2.1交交-直部分直部分图图2-20 PWM变频器交变频器交-直部分主电路直部分主电路图图2-21 PWM变频器交变频器交-直部分输出直部分输出 电压波形电压波形2.2.2 直直-交部分交部分图图2-22 PWM变频器直变频器直-交部分主电路交部分主电路

21、图图2-23 三相桥式三相桥式PWM逆变电路波形逆变电路波形2.3 谐振型变频器谐振型变频器2.3.1 诣振直流环节逆变器的基本原理诣振直流环节逆变器的基本原理图图2-24 三相谐振直流环节逆变器原理图三相谐振直流环节逆变器原理图 图图2-25 每每个个谐谐振振周周期期对对应应的等效电路的等效电路1忽略电路中的损耗考虑种理想情况，即令图2-25中的R0。当开关S导通时 两式整理得解之并考虑到初始条件如果有，则有 （a）2考虑电路中的损耗，即 当，S在零电压下关断时，对应的电路方程为解之并考虑到初始条件可近似为（b）2.3.2 谐振直流环节逆变电路举例谐振直流环节逆变电路举例1并联谐振直流环节逆

22、变器 图图2-27 并联谐振并联谐振DC环节逆变器环节逆变器（a）电路原理图）电路原理图（b）等效电路图）等效电路图图图2-28 电容电压和电感电流的波形电容电压和电感电流的波形图图2-29 并联谐振并联谐振DC环节逆变器的工作原理环节逆变器的工作原理2结实型谐振直流环节逆变器图图2-30 结实形谐振直流环节逆变器结实形谐振直流环节逆变器图图2-31 结实型谐振结实型谐振DC环节逆变器的工作原理环节逆变器的工作原理2.4 交交交变频器的基本原理交变频器的基本原理2.4.1 工作原理工作原理从上式可见，改变输出电压的频率，只需按要求改变正、负两组整流器触发角变化的调制频率即可。而改变输出电压值，

23、只需改变调制系数是值即可实现。当是k1时，输出电压为最大；当k0时，输出电压为零。图图2-33 交交-交变频器正、负交变频器正、负组的工作状态组的工作状态正组逆变；正组逆变；正组整流；正组整流；负组逆变；负组逆变；负组整流负组整流a）输出电压基波和电流；）输出电压基波和电流；b）正组输）正组输出电流；出电流；c）负组输出电流；）负组输出电流；d）正组输出电压；）正组输出电压；e）负组输出电压）负组输出电压2.4.2 运行方式运行方式(1)无环流运行方式(2)自然环流运行方式图图2-35 自感应环流原理图自感应环流原理图a）输出电流；）输出电流；b）正组输出电流；）正组输出电流；c）负组输出电流

24、；）负组输出电流；d）自感应环流；）自感应环流；e）等效电路）等效电路（3）局部环流运行方式图图2-36 局部环流运行方式的控制系统结构图局部环流运行方式的控制系统结构图a）线路结构；）线路结构；b）波形）波形2.4.3主电路型式主电路型式2.4.4 触发控制方式触发控制方式(1)余弦交点法 a）滞后功率因数）滞后功率因数 b）超前功率因数）超前功率因数（2）锁相控制法利用反馈的方法，使触发脉冲的频率和相位与所需的输出相适应，这就是在变频器控制中常采用的锁相控制法。2.4.5 最高输出频率最高输出频率最高极限为：fo/fi=p/6定量的研究表明，在输出最高电压且负载功率因素cos=1时，输出谐

25、波不超过2.5%的条件下，其允许的最高输出频率与输入频率之比为：(fo/fi)max=0.33 (p=3)(fo/fi)max=0.5 (p=6)(fo/fi)max=0.75 (p=12)2.4.6 晶闸管的电压、电流容量晶闸管的电压、电流容量对需要在很广范围的交-交变频器选择晶闸管的电流容量时，最好按可能遇到的最恶劣条件来选择，即按输出电流的峰值来确定晶闸管的额定容量。2.5 交交交变频器的基本类型交变频器的基本类型2.5.1 矩形电压波交矩形电压波交交变频器交变频器1工作原理假定三相电源电压ua、ub和uc完全对称。当给定一个恒定的触发角时，例如=90，得正组的输出电压波形如图2-48所

26、示。2换相过程和换组过程假定电流是连续的，而且不考虑重叠角。当t=120时，晶闸管5符合导通条件，输出的电压片段为ub。当晶闸管5被触发导通后，晶闸管1受到线电压uba的封锁作用，阴极电位高于阳极电位，晶闸管1被关断。这就是电源侧的自然换组。所以交-交变频器的换相过程就是普通整流器的换相过程。当o ot此时正好等于180，需要发出换桥（组）指令。（1）封锁发往组的触发脉冲；（2）开放发往组的触发脉冲。图图2-49 电流连续时组触发得到的输出电压波形电流连续时组触发得到的输出电压波形图图2-50 换组时的等值电路换组时的等值电路图图2-51 无环流控制时组触发得到的无环流控制时组触发得到的输出电

27、压波形输出电压波形2.5.2 正弦电压波交正弦电压波交交变频器交变频器余弦交点法控制的交交变频器输出的电压平均值是正弦函数，但不能提供完全正弦的输出电流。特别是当输出频率超过电网频率的一半时还会产生危害很大的次谐波。2.5.3 正弦电流交正弦电流交交变频器交变频器 目前采用的电流控制型都是闭环控制方式，即依靠传统的电流负反馈进行闭环调节，三相全控桥加上PI电流调节器使输出电流按给定函数变化。如果电流调节器的调节功能达到最佳，全控桥的输出电流就可以跟踪电流调节器的给定值进行变化。第三章第三章脉宽调制控制技术脉宽调制控制技术3.1.1 PWM型变频器的基本控制方式型变频器的基本控制方式“”波调制法

28、的电路原理如图3-1a所示，在电压比较器A的两输入端分别输入正弦波参考电压uR和三角波电压u，在A的输出端便得到PWM调制电压脉冲。PWM脉冲宽度的确定可由图3-1b看出。uR与u的交点之间的距离随参考电压uR的大小而变，而该交点之间的距离决定了电压比较器输出电压脉冲的宽度，因而可得到幅值相等而脉冲宽度不等的PWM电压信号uP。图图3-1“”调制法原理调制法原理从三角波电压与参考电压的频率来看，PWM控制方式可分为同步式、异步式和分段同步式。3.1.2 简单的简单的PWM型变频器工作原理型变频器工作原理3.1.3 单极性正弦波单极性正弦波PWM调制原理调制原理3.1.4 双极性正弦波双极性正弦

29、波PWM调制原理调制原理3.2 PWM的控制模式及实现的控制模式及实现3.2.1 SPWM逆变器的同步调制和异步调制逆变器的同步调制和异步调制1.同步调制在同步调制方式中，N=常数，变频时三角载波的频率与正弦调制波的频率同步变化，因而逆变器输出电压半波内的矩形脉冲数是固定不变的。2.异步调制异步调制中，在逆变器的整个变频范围内，载波比N是不等于常数的。3.分段同步调制在一定频率范围内，采用同步调制，保持输出波形对称的优点。当频率降低较多时，使载波比分段有级的增加，又采纳了异步调制的长处。这就是分段同步调制方式。具体的说，把逆变器整个变频范围分成若干频段，在每个频段内斗维持载波比N的恒定，对不同

30、的频段取不同的N值，频率低时N取大一些，一般按等级比数安排。3.2.2 SPWM的控制模式及其实现的控制模式及其实现实现SPWM的控制方式有三类，一是采用模拟电路，二是采用数字电路，三是采用模拟与数字电路相结合的控制方式。采用模拟电路元件实现SPWM控制的原理,首先由模拟元件构成的三角波和正弦波发生器分别产生三角载波信号u和正弦波参考信号uR，然后送入电压比较器，产生SPWM脉冲序列。采用数字电路的SPWM逆变器，可采用以软件为基础的控制模式。微机控制的SPWM控制模式有多种，常用的有以下两种：1.自然取样法:用计算的办法寻找三角载波u与参考正弦波uR的交点从而确定SPWM脉冲宽度的。2对称规

31、则取样法通过两个三角波峰之间中线与uR的交点M作水平与两个三角波分别交于A和B点。由交点A和B确定SPWM脉宽为t2，3.3 具有消除谐波功能的具有消除谐波功能的SPWM控控制模式的优化制模式的优化所谓PWM控制模式的优化就是指可消除谐波分量的PWM控制方式。1两电平SPWM逆变器 假定两电平SPWM逆变器输出电压波形具有基波四分之一周期对称关系，显然，如将该SPWM脉冲电压序列展成傅氏级数，则仅含奇次谐波分量。负载电压uL可表示各次谐波电压之和，即图图3-9 两电平两电平SPWM逆变器的输出电压波形逆变器的输出电压波形 理论上讲，欲想消除第v次谐波分量，只要令式（3-3）中的Uv=0，从而解

32、出相应的K值即可。然而，由式（3-3）可看出，未知数K的个数有N个，需要有N个方程联立求解。为此可同时令N个谐波次数的电压为0，通过优化值K消除N个谐波分量。（1）消除5次和7次谐波求得的值为1=16247，2=22068（2）消除5、7、11和13次谐波 解上述四个超越联立方程比较困难，一般需采用数值法求解值法求解，首先假定1、2、3、4值，代入上述方程，如不满足对14进行修正，通过迭代逐渐逼近真值。2三电平SPWM逆变器 其输出如图 3.4 电流跟踪型电流跟踪型PWM逆变器的控制技术逆变器的控制技术滞环电流跟踪型SPWM逆变器的单相结构示意图如图3-13所示。ir为给定参考电流，是电流跟踪

33、目标，当实际负载电流反馈值if与ir之差达到滞环上限值时，即if-ir，使VT2导通，VT1截止，负载电压为-E，负载电流if下降。当if与ir之差达到滞环下限值时，即if-ir-，使VT1导通，VT2截止，负载电压为+E，负载电流if上升。这样通过VT1，VT2的交替通断，使if-ir，实现if对ir的自动跟踪。如ir为正弦电流，则if也近似为一正弦电流。图3-14 电压SPWM波形的产生3.4.2 开关频率恒定的电流跟踪型开关频率恒定的电流跟踪型PWM控制技术控制技术改变滞宽使fT恒定，可以采用不同的控制方式。（1）随着dir/dt变化调整滞环宽度使fT不变。图3-15使用dir/dt改变

34、滞宽保持fT恒定的原理电路图（2）在电流闭环中增设频率闭环使fT不变。图图3-16 使用频率闭环使使用频率闭环使fT恒定的原理电路图恒定的原理电路图3.5 PWM脉冲的生成方法脉冲的生成方法3.5.1 模拟电路控制方式模拟电路控制方式分段同步控制三角载波产生电路原理如图示3-17所示 图图3-17 分段同步控制三角载波的产生分段同步控制三角载波的产生3.5.2 数字电路控制方式数字电路控制方式采用数字控制方式时，调速系统数学模型的求解，各闭环控制调节器以及PWM控制信号的产生等功能全部由单片机或微处理器完成。第四章第四章矢量变换控制技术矢量变换控制技术4.1 旋转矢量控制的概念与原理旋转矢量控

35、制的概念与原理直流电动机其优异的调速性能是因为具备了如下三个条件：（1）磁极固定在定子机座上，在空间能产生一个稳定直流磁场。（2）电枢绕组是固定在转子铁心槽里，在空间能产生一个稳定的电枢磁势，并且电枢磁势总是能保持与磁场相垂直，产生转矩最有效。（3）励磁电流和电枢电流在各自回路中分别可控、可调。三相异步电动机的情况：（1）定子通三相正弦对称交流电时产生一个随时间和空间都在变化的旋转磁场。（2）转子磁势和旋转磁场间不存在垂直关系。（3）异步电动机转子是短路的，只能在定子方面调节电流。组成定子电流的两个成分一励磁电流和工作电流都在变化，因为存在非线件关系，因此对这两部分电流不可能分别调节和控制。可

36、见异步电动机所以调速性能差，就是它不具备直流电机优异调速性能的三个条件。如果在控制上想办法能达到那些要求，那末它的调速性能也一定是优异的。如果要模拟直流电动机的电枢磁势与磁场垂直，并且电枢磁势大小和磁场强弱分别可调。可设想如图4-2所示的异步电动机M、T两相绕组模型。该模型有两个互相垂直的绕组：M绕组和T绕组且以角频率1在空间旋转。T、M绕组分别通以直流电流iT、iM。iM在M绕组轴线方向产生磁场，iM称励磁电流。调节iM大小可以调节磁场强弱。iT在T绕组轴线方向上产生磁势，这个磁势总是与磁场同步旋转，而且总是与磁场方向垂直，调节iT大小可以在磁场不变时改变转矩大小，iT称转距电流。iT、iM

37、分属于T、M绕组因此分别可调，可控。实际上三相异步电动机定子三相绕组嵌在定于铁心槽中，在空间上相互差120电角度，固定不动。根据电机学原理知道三相绕组的作用，完全可以用在空间上互相垂直的两个静上的、绕组的代替、三相绕组的电流和两相静止、绕组电流有固定的变换关系。现在还要找到两相静止、绕组的电流，与两相旋转的M、T绕组电流的关系。如果M、T、绕组电流iM、iT、i、i都用矢量表示，如图4-3所示为、坐标系统与M、T坐标系统。图图4-2 异步电动机异步电动机M、T两相绕组模型两相绕组模型 图图4-3 、坐标与坐标与M、T坐标系统坐标系统这样要调节磁场确定iM值，要调节转距确定iT值，通过变换运算就

38、知道三相电流ia、ib、ic大小，控制ia、ib、ic也就达到预想目的，达到控制转距(iT)、磁场(iM)的目的。4.1.1 矢量变换控制的基本思想矢量变换控制的基本思想把三相异步电动机等效于两相、静止系统模型。再经过旋转坐标变换为磁场方向与M轴方向一致的同步旋转的两相M、T模型。电流矢量是一个空间矢量，因为它实际上代表电机三相产生的合成磁势，是沿空间作正弦分布的量，不同于在电路中电流随时时间间按按正正弦弦变变化化是是时时间间的的相量。电流矢量分解为与M轴平行的产生磁场的分量一一励磁电流iM和与T轴平行的产生转距分量一转矩电流iT。前者可理解为励磁磁势，后者可理解为电枢磁势。通过控制iM、iT

39、大小也就是电流矢量的幅值和方向（M、T坐标系统中的角）去等效地控制三相电流ia、ib、ic的瞬时值，从而调节电机的磁场与转矩以达到调速的目的。4.1.2 矢量变换控制系统的构想矢量变换控制系统的构想4.2 矢量变换控制的异步电动机数矢量变换控制的异步电动机数学模型学模型4.2.1 异步电动机动态数学模型的性质异步电动机动态数学模型的性质(1)异步电机是一个多变量（多输人多输出）系统，而电压（电流）、频率、磁通、转速之间又互相都有影响，所以是强耦合的多变量系统。（2）在异步电机中，磁通乘电流产生转矩。转速乘磁通得到旋转感应电动势，由于它们都是同时变化的，在数学模型中就含有两个变量的乘积项。这样一

40、来，即使不考虑磁饱和等因素，数学模型也是非线性的。（3）三相异步电机定子有三个绕组，转子也可等效为三个绕组，每个绕组产生磁通时都有自己的电磁惯性，再加上运动系统的机电惯性，即使不考虑变频装置中的滞后因素，至少也是一个 七阶系统。异步电机的数学模型是一个高阶、非线性、强耦合的多变量系统.图图4-5 多变量的异步电机变压变频调速系统控制结构图多变量的异步电机变压变频调速系统控制结构图4.2.2 三相异步电动机的多变量非线三相异步电动机的多变量非线性数学模型性数学模型在研究异步电机的多变量数学模型时，常作如下的假设：忽略空间谐波，设三相绕组对称(在空间互差120电角度)，所产生的磁动势沿气隙圆周按正

41、弦规律分布；忽略磁路饱和，各绕组的自感和互感都是恒定的；忽略铁心损耗；不考虑频率和温度变化对绕组电阻的影响。图图4-6 三相异步电机的物理模型三相异步电机的物理模型（1）电压方程三相定子绕组电压方程 三相转子折算到定 子侧的电压方程将电压方程写出矩阵形式，并以微分算子p代表微分符号d/dt（2）磁链方程完整的磁链方程电压方程（3）转矩方程上式是在磁路为线性、磁动势在空间按正弦分布的假定条件下得出的，但对定子、转子电流的波形未作任何假定，式中的都是瞬时值。因此，此电磁转矩公式同样适用于由变压变频器供电的三相异步电动机调速系统。（4）运动方程对于恒转矩负载5三相异步电机的数学模型归纳 4.2.3

42、三相异步电动机在两相坐标系三相异步电动机在两相坐标系上的数学模型上的数学模型1异步电机在两相任意旋转坐标系（dq坐标系）上的数学模型（1）电压方程（2）磁链方程图图4-7 异步动机变换到异步动机变换到dq坐标系坐标系上的物理模型上的物理模型 或写成（3）转矩和运动方程旋转电动势矢量则 画成多变量系统动态结构图 图图4-8 异步电机的多变量、强耦合动态结构图异步电机的多变量、强耦合动态结构图异步电机的数学模型具有以下性质：（1）异步电机可以看作一个双输入双输出系统，输入量是电压矢量和定子与dq坐标轴的相对角转速11，输出是磁链矢量和转子角转速。电流矢量可以看作状态变量，它和磁链矢量之间有由式（4

43、-25）确定的关系。（2）非线性因素存在于(*)和 (*)中，即存在于产生旋转电动势和电磁转矩的两个环节上。除此以外，系统的其它部分部是线性关系 这和直流电机弱磁控制的情况相似。（3）多变量之间的耦合关系主要体现在旋转电动势上。如果忽略旋转电动势的影响，系统便容易简化成单变量系统了。将d、q轴电压方程绘成动态等效电路 图图4-9 异步电机在异步电机在dq坐标上的动态等效电路坐标上的动态等效电路（a）d轴电路轴电路 （b）q轴电路轴电路 2.异步电机在两相静止坐标系上的数学模型磁链方程 电压矩阵方程 坐标系上的电磁转矩3异步电机在两相同步旋转坐标系上的数学模型电压方程4异步电机在两相同步旋转坐标

44、系上按转子磁场定向（MT坐标系）的数学模型现在规定d轴沿着转子总磁链矢量的方向，并称之为M（Magnetization）轴；而q抽则逆时针转900，即垂直于矢量，称之为T（Torque）轴。这样，两相同步旋转坐标系就具体规定为M、T坐标系，即按转子磁场定向的坐标系。简化 得转矩方程 4.3 交流电动机矢量变换变频调速交流电动机矢量变换变频调速系统基本原理系统基本原理4.3.1 矢量控制基本方程式矢量控制基本方程式电压矩阵方程 解出 表明，转子磁链2仅由产生，与it1无关，因而im1被称为定子电流的励磁分量。该式还表明，2与im1之间的传递函数是一阶惯性环节（p相当于拉氏变换变量S）。其涵义是，

45、当励磁分量im1突变时，2的变化要受到励磁惯性的阻挠，这和直流电机励磁绕组的惯性作用是一致的。当定子电流励磁分量im1突变而引起2变化时，当即在转子中感生转子电流励磁分量im2，阻止2的变化，使2只能按时间常数T2的指数规律变化。当2达到稳态时p2=0，因而im2=0；2=Lm im1，即2的稳态值由im1唯决定。异步电机的数学模型绘成图 图4-11 带除法环节的解耦矢量控制系统C2r/3s两相旋转坐标到三相静止坐标的变换；两相旋转坐标到三相静止坐标的变换；AR磁链调节器；磁链调节器；ASR转速调节器转速调节器4.3.2 磁链开环转差控制的矢量控制磁链开环转差控制的矢量控制系统系统图图4-12

46、 磁链开环转差控制的矢量控制系统磁链开环转差控制的矢量控制系统ASR转速调节器转速调节器 ACR电流调节器电流调节器 K/P直角坐标直角坐标-极坐标变换器极坐标变换器（1）转速调节器ASR的输出是定子电流转矩分量的给定信号，与双闭环直流调速系统的电枢电流给定信号相当。（2）定子电流励磁分量给定信号 和转子磁链给定信号 之间的关系是靠矢量控制方程式（4-42）建立的其中的比例微分环节使im1在动态中获得强迫励磁效应，从而克服了实际磁通的滞后。（3）和 经直角坐标极坐标（K/P）变换器合成后产生定子电流幅值给定信号 和相角给定信号 。前者经电流调节器ACR控制定子电流的大小，后者则控制逆变器换相的

47、触发时刻，用以决定定子电流的相位。定于电流相位是否得到及时的控制对于动态转矩的发生极为重要。极端来看，如果电流幅值很大，但相位落后900，所产生的转矩只能是零。（4）转差频率给定信号 按矢量控制方程式（4-46）算出，实现了转差频率控制的功能。4.3.3 转速磁链闭环控制的电流滞环转速磁链闭环控制的电流滞环型型PWM变频调速系统变频调速系统磁链闭环控制系统的关键环节是磁链反馈信号的获得。现在实用的系统中，多采用间接观测的方法，即检测出电压、电流或转速等容易测得的物理量，利用转子磁通（磁通）的模型，实时计算磁链的幅值和相位。按磁场定向两相旋转坐标系上的转子磁链模型图图4-14 在按磁场定向两相旋

48、转坐标系上的转子磁链模型在按磁场定向两相旋转坐标系上的转子磁链模型带转矩内环的转速、磁链闭环矢量控制系统带转矩内环的转速、磁链闭环矢量控制系统 图4-15 带转矩内环的转速、磁链闭环矢量控制系统ASR转速调节器；AR磁链调节器；ATR转矩调节器；BRT转速传感器第五章第五章直接转距控制技术直接转距控制技术5.1直接转矩控制技术的诞生与发展直接转矩控制技术是在20世纪80年代中期继矢量控制技术之后发展起来的一种高性能异步电动机变频调速技术。直 接 转 矩 控 制 理 论 于 1977年 美 国 学 者A.B.Plunkett在IEEE杂志上首先提出，1985年由德国鲁尔大学的德彭布罗克（Depe

49、nbrock）教授首次取得了直接转矩控制在实际应用上的成功，接着在1987年又把直接转矩控制推广到弱磁调速范围。目前在德国，直接转矩控制技术已成功应用于兆瓦级的电力机车牵引上。5.2 异步电动机直接转矩控制技术的异步电动机直接转矩控制技术的理论基础理论基础图图5-1 直接转矩控制系统控制思路直接转矩控制系统控制思路5.2.2 异步电动机定子轴系的数学模型异步电动机定子轴系的数学模型1 异步电动机的电磁转矩模型图图5-2 异步电动机各量的空间矢量关系异步电动机各量的空间矢量关系 图图5-3 旋转空间矢量在旋转空间矢量在轴轴根据以上规定，异步电动机在定子坐标系上由下列方程式表示定、转子磁链转子磁链

50、 r LmisLrir（LmLr）irLmis气隙磁链 s LsisLmir 定子磁链 s LsisLmir（LmLs）isLmirTei Cm（FsFr）Cm Fs Frsin（Fs、Fr）Km missin（m，is）由于missin（m，is）ssin（s，is），所以 Tei Km sissin（s，is）在定子坐标系中，异步电动机的电磁转矩模型可表达为Tei Km（sissis）图5-4 转矩观测模型框图2 异步电动机的磁链模型异步电动机的定子磁链可以根据下式来确定s usisRsdtsusisRsdtsusisRsdt 用定子电压与定子电流来确定定子磁链的方法叫电机的磁链电压模型法