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1、第第1章章 基础知识基础知识本讲稿第一页，共一百零六页1.1 谐振回路的选频特性和阻抗变换特性 1、LC谐振回路是高频电路里最常用的无源网络，包括并联回路和串联回路两种结构类型。2、利用LC谐振回路的幅频特性和相频特性，不仅可以进行选频，即从输入信号中选择出有用频率分量而抑制掉无用频率分量或噪声，而且还可以进行信号的频幅转换和频相转换。3、用L、C元件还可以组成各种形式的阻抗变换电路和匹配电路。本讲稿第二页，共一百零六页选频匹配网络 阻抗电路的串阻抗电路的串并联等效转换并联等效转换 由电阻元件和电抗元件组成的阻抗电路的串联形式与并联形式可以互相转换，而保持其等效阻抗和值不变。本讲稿第三页，共一

2、百零六页图1.1.1 串并联阻坑转换本讲稿第四页，共一百零六页 由图1.1.1可写出：Zp=RpjXp=Zs=Rs+jXs 要使ps，必须满足:本讲稿第五页，共一百零六页按类似方法也可以求得:Rp=Xp=由Q值定义可知：把Q代入上式可得：由此可知：转换后电抗元件的性质不变。由此可知：转换后电抗元件的性质不变。当Qe1时，则简化为：Rp Q2eRs Xp Xs本讲稿第六页，共一百零六页1.1.1 LC谐振回路的选频特性谐振回路的选频特性1.2.1并联谐振回路并联谐振回路 图(b)中ge0和Re0分别称为回路谐振电导和回路谐振电阻图1.1.2 LC并联谐振回路本讲稿第七页，共一百零六页 根据电路分

3、析基础知识，可以直接给出LC并联谐振回路的某些主要参数及其表达式：(1)回路谐振电导：(2)回路总导纳 Y=(3)谐振频率0=(4)回路两端谐振电压 U00=(5)回路空载Q值：Q0=本讲稿第八页，共一百零六页回路谐振时，回路呈现纯电导，且谐振导纳最小（或谐振阻抗最大）。回回路路电电压压U与与外外加加信信号号源源频频率率之之间间的的幅幅频频特特性性曲曲线线称称为为谐振曲线谐振曲线。谐振时，回路电压U00最大。任意频率下的回路电压U与谐振时回路电压U00之比称为单位谐振函数，用N(f)表示。N(f)曲线称为单位谐振曲线。(6)单位（归一化）谐振曲线的定义：本讲稿第九页，共一百零六页N(f)=由N

4、(f)定义可知：本讲稿第十页，共一百零六页所以:N(f)=定义相对失谐=，当失谐不大时，即 f 与 f0 相差很小时,本讲稿第十一页，共一百零六页所以 N(f)=由此式画图1.1.3 归一化谐振曲线(7)通频带、选择性、矩形系数。通频带定义：单位谐振曲线上通频带定义：单位谐振曲线上N(f)所包含的频率范围。所包含的频率范围。用BW0.7表示，它是衡量回路对于不同频率信号的通过能力。在图上BW0.7 f 2 f 1，即取本讲稿第十二页，共一百零六页可得：将上两式相减可得到:BW 0.7 f 2 f 1=所以频宽为：则通频带与回路Q值成反比。本讲稿第十三页，共一百零六页图1.1.3 归一化谐振曲线

5、本讲稿第十四页，共一百零六页 选择性定义选择性定义：是指谐振回路对不需要信号的抑制能力。是指谐振回路对不需要信号的抑制能力。即要求在通频带之外，谐振曲线N(f)应陡峭下降。则Q值越高，谐振曲线越陡峭尖锐，选择性越好，但通频带却越窄。因为 ，则通频带与回路Q值成反比。即：通频带与回路即：通频带与回路值值(选择性选择性)是互相矛盾的两个性能指标。是互相矛盾的两个性能指标。一个理想的谐振回路，其幅频特性曲线应该是通频带内完全平坦，信号可以无衰减通过，而在通频带以外则为零，信号完全通不过，如图1.1.3所示宽度为BW0.7、高度为的矩形。本讲稿第十五页，共一百零六页 矩矩形形系系数数0.1定定义义:单

6、位谐振曲线(f)值下降到0.1时的频带范围BW0.1与通频带BW0.7之比，即:矩形系数一般用来衡量实际幅频特性曲线接近理想幅频特性矩形系数一般用来衡量实际幅频特性曲线接近理想幅频特性曲线的程度。曲线的程度。由定义可知：K0.1是一个大于或等于的数，其数值越小，则对应的幅频特性越理想。本讲稿第十六页，共一百零六页例1.1 求并联谐振回路的矩形系数.解：取 用类似于求通频带BW0.7的方法可求得:由上式可知，一个单谐振回路的矩形系数是一个定值，与其回路Q值和谐振频率无关，且这个数值较大，接近10，说明单谐振回路的幅频特性不大理想。本讲稿第十七页，共一百零六页 串联谐振回路串联谐振回路 图1.1.

7、4是串联LC谐振回路的基本形式，其中r是电感L的损耗电阻，RL是负载电阻。当RL=0时，是空载。图1.1.4 串联LC谐振回路 按照与并联LC回路的对偶关系，直接给出串联LC回路的主要基本参数。回路总阻抗：本讲稿第十八页，共一百零六页 回路空载Q值：回路有载Q值：谐振频率：单位谐振函数：通频带：其中：I是任意频率时的回路电流，I00是谐振时的回路电流。本讲稿第十九页，共一百零六页串、串、并联谐振回路阻抗特性比较并联谐振回路阻抗特性比较 串联谐振回路空载时阻抗的幅频特性和相频特性表达式分别为：并联谐振回路空载时阻抗的幅频特性和相频特性表达式分别为：本讲稿第二十页，共一百零六页 串联谐振回路的特点

8、串联谐振回路的特点（1）在谐振频率点阻抗最小。（2）相频特性曲线斜率为正。（3）谐振时，通过电流I00最大。（4）实际选频应用时，适合与信号源和负载串联连接，使有用信号通过回路有效地传送给负载。本讲稿第二十一页，共一百零六页并联谐振回路特点并联谐振回路特点（1）在谐振频率点阻抗最大。（2）相频特性曲线斜率为负。（3）谐振时，两端电压U00最大。（4）实际选频应用时，适合与信号源和负载并联连接，使有用信号在负载上的电压振幅增大。本讲稿第二十二页，共一百零六页注注意意：串、并联回路的导纳特性曲线正好相反。前者在谐振频率处的导纳最大，且相频特性曲线斜率为正；后者在谐振频率处的导纳最小，且相频特性曲线

9、斜率为负。本讲稿第二十三页，共一百零六页1.1.2 阻抗变换电路阻抗变换电路 阻抗变换电路是一种将实际负载阻抗变换为前级网络所要求的最佳负载阻抗的电路。变压器或变压器或LC分压式阻抗变换电路分压式阻抗变换电路本讲稿第二十四页，共一百零六页 考虑信号源内阻Rs和负载电阻RL后，并联谐振回路的电路如图1.1.6所示。回路的空载值：回路有载值:其中回路总电导：g=gs+gL+ge0=回路总电阻：R=RsRLRe0 gs和gL分别是信号源内电导和负载电导。本讲稿第二十五页，共一百零六页结论：e0。并联接入的Rs和RL越小，则Qe越小，回路选择性越差。谐振电压U00=也将随着谐振回路总电阻的减小而减小。

10、实际上，信号源内阻和负载不一定是纯电阻，可能还包括电抗分量。如要考虑信号源输出电容和负载电容，由于它们也是和回路电容C并联的，所以总电容为三者之和，这样还将影响回路的谐振频率。因此，必须设法尽量消除接入信号源和负载对回路的影响。本讲稿第二十六页，共一百零六页 采采用用阻阻抗抗变变换换电电路路可可以以改改变变信信号号源源或或负负载载对对于于回回路路的的等等效阻抗。效阻抗。对阻抗变换电路的期望：若使Rs或RL经变换后的等效电阻增加，再与Re0并联，可使回路总电阻R减小不多，从而保证Qe与0相差不大。若信号源电容与负载电容经变换后大大减小，再与回路电容并联，可使总等效电容增加很少，从而保证谐振频率基

11、本保持不变。利用LC元件的各自特性和LC回路的选频特性可组成两类阻抗阻抗变换电路。变换电路。本讲稿第二十七页，共一百零六页1、纯电感或纯电容阻抗变换电路、纯电感或纯电容阻抗变换电路1）自耦变压器电路）自耦变压器电路本讲稿第二十八页，共一百零六页 图1.1.7(a)所示为自耦变压器阻抗变换电路，(b)为考虑次级后的初级等效电路，是 等效到初级的电阻。在图中，负载RL经自耦变压器耦合接到并联谐振回路上。设自耦变压器损耗很小，可以忽略，则初、次级的功率P1、P2近似相等，且初、次级线圈上的电压U1和U2之比应等于匝数之比。设初级线圈与抽头部分次级线圈匝数之比N1N21n，则有：P1=P2；U1U2

12、N1 N2=本讲稿第二十九页，共一百零六页 对于自耦变压器，n 总是小于或等于,所以,等效到初级回路后阻值增大，从而对回路的影响将减小。n 越小,则 越大，对回路的影响越小。所以，n 的大小反映了外部接入负载（包括电阻负载与电抗负载）对回路影响大小的程度，可将其定义为接入系数。因为：所以则本讲稿第三十页，共一百零六页 2)变压器阻抗变换电路变压器阻抗变换电路 图1.1.8(a)为变压器阻抗变换电路，(b)为考虑次级后的初级等效电路.是 等效到初级的电阻。若、分别为初、次级电感线圈匝数，则接入系数 n N2 N1。利用与自耦变压器电路相同的分析方法，将其作为无损耗的理想变压器看待，可求得 折合到

13、初级后的等效电阻。本讲稿第三十一页，共一百零六页本讲稿第三十二页，共一百零六页 3）电容分压式电路）电容分压式电路本讲稿第三十三页，共一百零六页 利用串、并联等效变换公式，在 时，可以推导出RL折合到初级回路后的等效电阻 其中n是接入系数，在这里总是小于。如果把RL折合到回路中1，2两端，则等效电阻本讲稿第三十四页，共一百零六页 4)电感分压式电路电感分压式电路 图1.1.10(a)所示为电感分压式阻抗变换电路，它与自耦变压器阻抗变换电路的区别在于L1与L2是各自屏蔽的，没有互感耦合作用。(b)图是RL等效到初级回路后的初级等效电路，LL1L2。RL折合到初级回路后的等效电阻 其中是接入系数，

14、在这里总是小于。本讲稿第三十五页，共一百零六页本讲稿第三十六页，共一百零六页 例1.2 某接收机输入回路的简化电路如图例1.2所示。已知C1=5pF，C2=15pF，Rs=75，RL=300。为了使电路匹配，即负载RL等效到LC回路输入端的电阻 ,线圈初、次级匝数比12应该是多少？解：由图可见，这是自耦变压器电路与电容分压式电路的级联。RL等效到 L 两端的电阻 本讲稿第三十七页，共一百零六页本讲稿第三十八页，共一百零六页 等效到输入端的电阻如果则所以本讲稿第三十九页，共一百零六页 1、四种常用阻抗变换电路中，所导出的接入系数 n 均是近似值，但对于实际电路来说，其近似条件容易满足，所以可以容

15、许引入的近似误差。2、四种电路虽然可以在较宽的频率范围内实现阻抗变换，但严格计算表明，各频率点的变换值有差别。如果要求在较窄的频率范围内实现理想的阻抗变换，可采用下面介绍的 LC 选频匹配网络。四种常用阻抗变换电路四种常用阻抗变换电路自耦变压器电路，变压器阻抗变换电路自耦变压器电路，变压器阻抗变换电路电容分压式电路，电感分压式电路电容分压式电路，电感分压式电路本讲稿第四十页，共一百零六页2、LC选频匹配网络选频匹配网络LC选频匹配网络：倒L型、T型、型等几种不同组成形式。其中：倒L型是基本形式。以倒L型为例，说明其选频匹配原理。倒L型网络是由两个异性电抗元件X1、X2组成，常用的两种电路如图

16、1.1.11(a)、(b)所示，其中R2是负载电阻，R1是二端网络在工作频率处的等效输入电阻。对于图 1.1.11(a)所示电路，将其中X2与R2的串联形式等效变换为Xp与Rp的并联形式，如图1.1.11(c)所示。在X1与Xp并联谐振时，有X1+Xp=0,R1=Rp本讲稿第四十一页，共一百零六页X1与Xp并联谐振时X1+Xp=0,R1=Rp将X2与R2的串联形式等效变换为Xp与Rp的并联形式因为|X2|=QeR2=|X1|=|Xp|=则此电路在谐振频率处增大负载电阻的等效值。可知可知：选频匹配网络电抗值本讲稿第四十二页，共一百零六页在X1与Xs串联谐振时，可求得以下关系式：将X2与R2的并联

17、形式等效变换为Xs与Rs的串联形式|X1|=|Xs|=QeR1=此电路在谐振频率处减小负载电阻的等效值。X1与Xs串联谐振时，X1+XS=0,R1=RS本讲稿第四十三页，共一百零六页 T型网络和型网络各由三个电抗元件(其中两个同性质，另一个异性质)组成，如图 1.1.12所示，它们均可分别看作是两个倒L型网络的组合，用类似的方法可以推导出其有关公式。本讲稿第四十四页，共一百零六页例 1.3 已知某电阻性负载为10，请设计一个匹配网络，使该负载在20MHz时转换为50。如负载由10电阻和0.2H电感串联组成，又该怎样设计匹配网络?解 由题意知，匹配网络应使负载值增大，故用倒L型网络。本讲稿第四十

18、五页，共一百零六页由0.16H电感和318pF电容组成的倒L型匹配网络本讲稿第四十六页，共一百零六页 如负载为10电阻和0.2 H电感相串联，在相同要求下的设计步骤如下：因为0.2H电感在20MHz时的电抗值为：XL=L=2201060.210-6=25.1 而：X2-XL=20-25.1=-5.1 所以本讲稿第四十七页，共一百零六页 由1560pF和318pF两个电容组成的倒L型匹配网络，如图例1.3(b)虚线框内所示。因为负载电感量太大，需用一个电容来适当抵消部分电感量。在20MHz处，1560pF电容和0.2H电感串联后的等效电抗值与(a)图中的0.16H电感的电抗值相等。本讲稿第四十八

19、页，共一百零六页LC选频匹配网络小结选频匹配网络小结 (1)LC并联谐振回路幅频曲线所显示的选频特性在高频电路里有着非常重要的作用，其选频性能的好坏可由通频带和选择性(回路Q值)这两个相互矛盾的指标来衡量。矩形系数则是综合说明这两个指标的一个参数，可以衡量实际幅频特性接近理想幅频特性的程度。矩形系数越小，则幅频特性越理想。(2)LC并联谐振回路阻抗的相频特性是条具有负斜率的单调变化曲线，这一点在分析LC正弦波振荡电路的稳定性时有很大作用，而且可以利用曲线中的线性部分进行频率与相位的线性转换，这在相位鉴频电路里得到了应用。同样，LC并联谐振回路阻抗的幅频特性曲线中的线性部分也为频率与幅度的线性转

20、换提供了依据，这在斜率鉴频电路里得到了应用。本讲稿第四十九页，共一百零六页 (3)LC串联谐振回路的选频特性在高频电路里也有应用，比如在LC正弦波振荡电路里可作为短路元件工作于振荡频率点，但其用途不如并联回路广泛。(4)LC并联谐振回路与串联谐振回路的参数具有对偶关系，在分析和应用时要注意这一点。(5)LC阻抗变换电路和选频匹配电路都可以实现信号源内阻或负载的阻抗变换，这对于提高放大电路的增益是必不可少的。区别在于后者仅可以在较窄的频率范围内实现较理想的阻抗变换，而前者虽然可在较宽的频率范围内进行阻抗变换，但各频率点的变换值有差别。本讲稿第五十页，共一百零六页1.3 集中选频滤波器 谐谐振振放

21、放大大器器可用于对窄带信号的选频放大。为了提高增益,一般常用多级放大。对于多级放大电路,要求每级均有LC谐振回路,故不易获得较宽的通频带,选择性也不够理想。随着电子技术的发展,窄带信号的放大越来越多地采用集集中中选选频频放大器。放大器。在集中选频放大器里,先采用矩形系数较好的集中滤波器进行选频,然后利用单级或多级集成宽带放大电路进行信号放大。前前者者以以集集中中预预选选频频代代替替了了逐逐级级选选频频,减减小小了了调调试试的的难难度度,后后者者可可充充分分发发挥挥线线性性集集成成电电路路的的优优势。势。本讲稿第五十一页，共一百零六页集中滤波器任务任务：选频。要求要求：在满足通频带指标的同时,矩

22、形系数要好。主要类型主要类型：集中LC滤波器、陶瓷滤波器和声表面波滤波器等。集集中中LC滤波器滤波器：通常由一节或若干节LC网络组成,根据网络理论,按照带宽、衰减特性等要求进行设计。本讲稿第五十二页，共一百零六页 陶瓷滤波器和晶体滤波器陶瓷滤波器和晶体滤波器分别是由压电陶瓷材料和石英晶体做成的具有选频特性的器件。特点特点：空载品质因数可达几百以上，选择性很好。无需调谐、体积小、加工方便,但工作频率不太高（几十兆赫兹以下）,相对频宽较窄。三端陶瓷或晶体滤三端陶瓷或晶体滤波器电路符号波器电路符号1、3输入端2、3输出端本讲稿第五十三页，共一百零六页声表面波滤波器声表面波滤波器SAWF（Surfac

23、e Acoustic Wave Filter）SAWF是利用某些晶体的压电效应和表面波传播的物理特性制成的一种新型电声换能器件。压电效应包括正压电效应和逆压电效应压电效应包括正压电效应和逆压电效应 正正压压电电效效应应：当晶体受应力作用时,在它的某些特定表面上将出现电荷,而且应力大小与电荷密度之间存在着线性关系。逆逆压压电电效效应应：当晶体受电场作用时,在它的某些特定方向上将出现应力变化,而且电场强度与应力变化之间存在着线性关系。特特点点：不需调整,且具有良好的幅频特性和相频特性,其矩形系数接近。本讲稿第五十四页，共一百零六页本讲稿第五十五页，共一百零六页 SAWF的的工工艺艺与与组组成成：在

24、经过研磨抛光的极薄压电材料基片上,用蒸发、光刻、腐蚀等工艺制成两组叉指状电极,其中与信号源连接的一组称为发发送送叉叉指指换换能能器器,与负载连接的一组称为接接收收叉叉指指换换能能器器。当把输入电信号加到发送换能器上时,叉指间便会产生交变电场。由于逆压电效应的作用,基体材料产生弹性变形,从而产生声波振动。向基片内部传送的体波很快衰减,而表面波则向垂直于电极左、右两个方向传播。向左传送的声表面波被涂于基片左端的吸声材料所吸收,向右传送的声表面波由接收换能器接收,由于正压电效应,在叉指对间产生电信号,并由此端输出。本讲稿第五十六页，共一百零六页 SAWF的滤滤波波特特性性：中心频率、频带宽度、频响特

25、性等一般由叉指换能器的几何形状和尺寸决定。SAWF几几何何尺尺寸寸包括：叉指对数、指条宽度a、指条间隔b、指条有效长度和周期长度等。目前SAWF的中中心心频频率率：10MHz1Hz之间,相对带宽为%,插入损耗最低几个分贝,矩形系数可达1.1-1.2。为了保证对信号的选择性要求,SAWF在接入实际电路时必须实现良好的匹配。本讲稿第五十七页，共一百零六页 图示为一接有声表面波滤波器的预中放电路,滤波器输出端与一宽带放大器相接。本讲稿第五十八页，共一百零六页 1.3 电噪声电噪声 噪声噪声：对有用信号的产生干扰的信号。当有用信号较弱时,噪声的影响就更为突出,严重时会使有用信号淹没在噪声之中而无法接收

26、。噪噪声声种种类类：外部噪声和内部噪声。前者是从器件外部窜扰进来的,后者是器件内部产生的,。本课程仅介绍内部噪声。内部噪声源内部噪声源主要有：电阻热噪声、晶体管噪声和场效应管噪声三种。本讲稿第五十九页，共一百零六页 1.3.1电阻热噪声电阻热噪声 电阻热噪声：电阻热噪声：由电阻内部自由电子的热运动产生的。在运动中自由电子经常相互碰撞,因而其运动速度的大小和方向都是不规则的。温度越高,运动越剧烈。只有当温度下降到绝对零度时,运动才会停止。起起伏伏噪噪声声电电流流：自由电子这种热运动在导体内形成的非常微弱、呈杂乱起伏状态的电流。起起伏伏噪噪声声电电压压：起伏噪声电流流过电阻本身产生的电压。本讲稿第

27、六十页，共一百零六页 实实验验发发现现：在整个无线电频段内,当温度一定时,单位电阻上所消耗的平均功率在单位频带内几乎是一个常数,即其功率频谱密度是一个常数。对照白光内包含了所有可见光波长这一现象,人人们们把把这这种种在在整整个无线电频段内具有均匀频谱的起伏噪声称为白噪声个无线电频段内具有均匀频谱的起伏噪声称为白噪声。起伏噪声电压的特点：起伏噪声电压的特点：其变化是不规则的,瞬时振幅和瞬时相位是随机的,所以无法计算其瞬时值。平均值为零,不规则地偏离此平均值而起伏变化。均方值是确定的,可以用功率计测量出来。本讲稿第六十一页，共一百零六页 阻值为的电阻产生的功率频谱密度阻值为的电阻产生的功率频谱密度

28、噪声电压功率频谱密度噪声电流功率频谱密度在频带宽度为在频带宽度为BW内产生的热噪声内产生的热噪声均方值电流：I2n=SI(f)BW 均方值电压：U2n=SU(f)BW其中：k是波尔兹曼常数，k=1.3810-23JK T是电阻温度,K绝对温度。本讲稿第六十二页，共一百零六页一个实际电阻R可分别用噪声电流源和噪声电压源表示本讲稿第六十三页，共一百零六页 理理想想电电抗抗元元件件是不会产生噪声的,但实实际际电电抗抗元元件件是有损耗电阻的,这些损耗电阻会产生噪声。实际电感的损耗电阻一一般般不不能能忽略忽略,而对实际电容的损耗电阻一般可以忽略一般可以忽略。例例1.5 试计算试计算510k电阻的噪声均方

29、值电压和均方值电流各电阻的噪声均方值电压和均方值电流各是多少？设是多少？设T290K,BW100kHZ。I2n=4kTBWR=41.3810-23290105(510103)3.1410-212解:U2n=4kTRBW=41.3810-23290510103105 8.1610-102本讲稿第六十四页，共一百零六页 1.3.2 晶体管噪声晶体管噪声晶体管主要噪声包括热噪声、散弹噪声热噪声、散弹噪声、分配噪声、闪烁噪声分配噪声、闪烁噪声、热噪声热噪声 构成晶体管的发射区、基区、集电区的体电阻和引线电阻均会产生热噪声,其中以基区体电阻rbb的影响为主。本讲稿第六十五页，共一百零六页 其中I0是通过

30、PN结的平均电流值,q 是每个载流子所载的电荷量。q15910-19库仑。注意：注意：在在I0时时,散弹噪声为零散弹噪声为零,但是只要不是绝对零度但是只要不是绝对零度,热噪热噪声总是存在。这是二者的区别。声总是存在。这是二者的区别。、散弹噪声：、散弹噪声：是晶体管的主要噪声源。它是由单位时间内通过结的载流子数目随机起伏而造成的。人们将这种现象比拟为靶场上大量射击时弹着点对靶中心的偏离,故称为散弹噪声。本质上它与电阻热噪声类似,属于均匀频谱白噪声,其电流功率频谱密度为:SI(f)2qI0 本讲稿第六十六页，共一百零六页、分配噪声分配噪声定义定义：晶体管中集电极电流与基极电流分配比例的随机性，而造

31、成集电极电流在静态值上下起伏变化,所产生的噪声。解释：解释：晶体管中通过发射结的非平衡载流子大部分到达集电结,形成集电极电流,而小部分在基区内复合,形成基极电流。两个电流分配比例是随机的。特点：特点：它实际上也是一种散弹噪声,但它的功率频谱密度是随频率变化的,频率越高,噪声越大。其功率频谱密度近似计算公式：SI(f)2qI0 本讲稿第六十七页，共一百零六页 、闪烁噪声、闪烁噪声 产生这种噪声的机理目前还不甚明了,一般认为是由于晶体管表面清洁处理不好或有缺陷造成的,特特点点：频谱集中在约k以下的低频范围,且功率频谱密度随频率降低而增大。在高频工作时,可以忽略闪烁噪声。本讲稿第六十八页，共一百零六

32、页 1.3.3 场效应管噪声场效应管噪声 场效应管是依靠多子在沟道中的漂移运动而工作的,沟道中多子的不规则热运动会在场效应管的漏极电流中产生类似电阻的热噪声,称为沟道热噪声。沟道热噪声。场效应管的主要噪声源：沟道热噪声、其次是栅极漏电流产生的散弹噪声。闪烁噪声在高频时同样可以忽略。沟道热噪声和栅极漏电流散弹噪声的电流功率频谱密度分别是：SI(f)=4kT；SI(f)=2qIg 其中：m是场效应管跨导,Ig是栅极漏电流。本讲稿第六十九页，共一百零六页 1.3.4 额定功率和额定功率增益额定功率和额定功率增益 额定功率和额定功率增益是分析和计算噪声问题的基本概念。信信号额定功率号额定功率：指电压信

33、号源可能输出的最大功率。当负载阻抗RL与信号源阻抗Rs匹配时,信号源输出功率最大。所以,其额定功率定义为其额定功率定义为：则：额定功率是表征信号源的一个参量,与其实际负载值无关。本讲稿第七十页，共一百零六页 用用额额定定功功率率表表示示电电阻阻的的热热噪噪声声功功率率。电阻R的噪声额定功率为:结结论论：电阻的噪声额定功率PnA只与温度及通频带有关,而与本身阻值和负载无关（注意,实际功率是与负载有关的）。这这一一结结论论可可以以推推广广到到任任何何无无源源二二端端网网络络。本讲稿第七十一页，共一百零六页结论：结论：额定功率增益是表征线性四端网络的一个参量。只要网络与其信号源电路确定,则额定功率增

34、益就是一个定值,而与该网络输入、输出电路是否匹配无关。额定功率增益额定功率增益GPA：指一个线性四端网络的输出额定功率PAo与输入额定功率PAi的比值。即:本讲稿第七十二页，共一百零六页例例1.6 求图例所示四端网络的额定功率增益。求图例所示四端网络的额定功率增益。从四端网络输出端往左看,其戴维南等效电路是由信号源 US与电阻RsR串联组成,所以输出端额定功率为:解:图示四端网络输入端额定功率PAi也就是输入信号源 US 的额定功率,即:则：额定功率增益结论：结论：图示四端网络额定功率增益仅与图示四端网络额定功率增益仅与网络电阻网络电阻R和信号源内阻和信号源内阻Rs有关有关,与负载与负载RL无

35、关无关,且无论网络输入、输出端是否且无论网络输入、输出端是否匹配均为一固定值。匹配均为一固定值。本讲稿第七十三页，共一百零六页本讲稿第七十四页，共一百零六页 1.3.5 线性四端网络的噪声系数线性四端网络的噪声系数 放放大大器器（线性四端网络）正正常常工工作作应应满满足足：增益、通频带、选择性和信噪比等要求。噪声的表征指标噪声的表征指标：信噪比，即限制放大器的内部和外部噪声。信信噪噪比比：指四端网络某一端口处信号功率与噪声功率之比。信噪比SNR(Signal to Noise Ratio)通常用分贝数表示,记为：其中Ps、Pn分别为信号功率与噪声功率。本讲稿第七十五页，共一百零六页 、噪声系数

36、定义噪声系数定义 如果放大器内部不产生噪声,当输入信号与噪声通过它时,二者都得到同样的放大,那么放大器的输出信噪比与输入信噪比相等。实际放大器是由晶体管和电阻等元器件组成,热噪声和散弹噪声构成其内部噪声,则输出信噪比总是小于输入信噪比。噪声系数这一性能指标可衡量放大器噪声性能的好坏。本讲稿第七十六页，共一百零六页NF定义可推广到所有线性四端网络。定义可推广到所有线性四端网络。用分贝数表示：放大器的噪声系数放大器的噪声系数NF(Noise Figure)定义：定义：输入信噪比与输出信噪比的比值:结论结论：NF是一个大于或等于的数。其值越接近于,则表示该放大器的内部噪声性能越好。本讲稿第七十七页，

37、共一百零六页 通常规定Pni是输入信号源内阻Rs的热噪声产生在放大器输入端的噪声功率,.此时，Rs的温度规定为290,称称为为标标准准噪噪声声温温度度,用T0表示。相应的噪声系数称为“标标准准噪噪声声系系数数”（本书均采用标准噪声系数,但仍简称为噪声系数简称为噪声系数）。Pno是由Rs的热噪声和放大器内部噪声共同在放大器输出端产生的总噪声功率。NF公式中的Pni是随信号一起进入放大器的噪声功率,其大小是随机的,而噪声系数应是表征放大器内部噪声的确定值,所以有必要对Pni标准化标准化。本讲稿第七十八页，共一百零六页 噪声系数的计算噪声系数的计算 噪声系数NF可写成不同的表达式,以便分析和计算。其

38、中一种形式是用额定功率来代替实际功率,即不用考虑实际负载的大小,仅考虑一种最佳情况。这样,噪声系数可写成：其中PnAn是放大器内部噪声额定功率。又：把这两个式子代入上式可得:本讲稿第七十九页，共一百零六页 3、放大器内部噪声表达式放大器内部噪声表达式 由上式可得放大器内部噪声额定功率PnAn的表达式,即:PnAn(NF)GpAkT0BW 上式说明,当NF时,PnAn,进一步表明了噪声系数是衡量放大器内部噪声性能的参数。本讲稿第八十页，共一百零六页 、级联噪声系数、级联噪声系数 考虑两级放大器。设它们的噪声系数、额定功率增益和内部噪声功率分别为N1、N2；GPA1、GPA2和PnAn1、PnAn

39、2且假定通频带也相同。则总输出噪声额定功率 PnAo由三部分组成,即:PnAn1(NF1)GpA1kT0BW PnAn2(NF2)GpA2kT0BW 总的额定功率增益：GPA=GPA1 GPA2本讲稿第八十一页，共一百零六页对于n级放大器,将其前(n-1)级看成是第一级,第n级看成是第二级,利用上式可推导出级放大器总的噪声系数为：本讲稿第八十二页，共一百零六页结论：结论：在多级放大器中,各级噪声系数对总噪声系数的影响是不同的,前级的影响比后级的影响大,且总噪声系数还与各级的额定功率增益有关。为减小多级放大器的噪声系数,必须降低前级放大器（尤其是第一级）的噪声系数,而且增大前级放大器（尤其是第一

40、级）的额定功率增益。以上关于放大器噪声系数的分析结果适用于所有线性以上关于放大器噪声系数的分析结果适用于所有线性四端网络。四端网络。本讲稿第八十三页，共一百零六页 、无源四端网络的噪声系数、无源四端网络的噪声系数 无源四端网络内部不含有源器件,但总会含有耗能电阻,所以从噪声角度来说,可以等效为一个电阻网络。电阻的噪声额定功率与阻值无关,均为kTBW,所以无源四端网络的输入噪声额定功率PnAi和输出噪声额定功率PnAo相同,均为kTBW,则：可知无源四端网络噪声系数本讲稿第八十四页，共一百零六页 例1.7某接收机由高放、混频、中放三级电路组成。已知混频器的额定功率增益GPA20.2,噪声系数NF

41、210dB,中放噪声系数NF36dB,高放噪声系数NF13dB.如要求加入高放后使整个接收机总噪声系数降低为加入前的十分之一,则高放的额定功率增益GPA1应为多少？解:先将噪声系数分贝数进行转换。3dB、10dB、6dB 分别对应为2、10、4。因为,未加高放时接收机噪声系数所以,加高放后接收机噪声系数应为:本讲稿第八十五页，共一百零六页又则 结结论论：加入一级高放后反而使整个接收机噪声系数大幅度下降,其原因在于整个接收机的噪声系数并非只是各级噪声系数的简单迭加,而是各有一个不同的加权系数,未加高放前,原作为第一级的混频器噪声系数较大,额定功率增益小于；而加入后的第一级高放噪声系数小,额定功率

42、增益大。则,第一级采用低噪声高增益电路是极其重要的。本讲稿第八十六页，共一百零六页 1.3.6 等效输入噪声温度等效输入噪声温度 除了噪声系数之外,等效输入噪声温度Te（以下简称噪声温度）是衡量线性四端网络噪声性能的另一个参数。噪噪声声温温度度Te：将实际四端网络内部噪声看成是理想无噪声四端网络输入端信号源内阻Rs在温度Te时所产生的热噪声,这样,Rs的温度则变为T0 Te,这等效关系如图所示。本讲稿第八十七页，共一百零六页因为：PnAo=PnAiGpA+PnAn=kT0BWG GPA NF 由图可写出:PnAok(T0 Te)BW GPA 对比此两式可得到Te与NF的关系式为:或 Te=(N

43、F-1)T0可见,Te值越大,表示四端网络的噪声性能越差。理想四端网络的Te为零。本讲稿第八十八页，共一百零六页 噪声温度e常用在低噪声接收系统中,其特点是把噪声系数的尺度放大了,便于比较。如某卫星电视接收机中高频（由低噪声高频放大器、混频器、本机振荡器和中频放大器组成）有三种型号,其噪声温度分别为25、28 和30,对应的噪声系数分别为1.0862,1.0966和1.1034。本讲稿第八十九页，共一百零六页1.3.7 接收灵敏度接收灵敏度接收灵敏度：接收灵敏度：接收机正常工作时，输入端所必须得到的最小信号电压或功率。这说明灵敏度越高，能够接收到的信号越弱。设灵敏度电压为EA，接收天线等效电阻

44、RA，则接收机的输入端额定信噪比为：若接收机正常工作时输出额定信噪比D=Ps0/Pn0，则有所以一般取D=1结论：灵敏度主要取决于接收机内部噪声结论：灵敏度主要取决于接收机内部噪声NF的大小。的大小。NF越小，则越小，则EA越小，越小，灵敏度越高。超外差接收机灵敏度一般在灵敏度越高。超外差接收机灵敏度一般在0.11微伏。微伏。本讲稿第九十页，共一百零六页1.4 反馈控制电路的基本原理与分析方法反馈控制电路的基本原理与分析方法 在调幅接收机中,天线上感生的有用信号的强度往往由于电波传播衰落等原因会有较大的起伏变化,导致放大器输出信号时强时弱不规则变化,有时还会造成阻塞。在通信系统中,收发两地的载

45、频应保持严格同步,使输出中频稳定,而要做到这一点也比较困难。特别是在航空航天电子系统中,由于收、发设备是装在不同的运载体上,二者之间存在相对运动,必然产生多卜勒效应,因此引入随机频差。为了提高通信和电子系统的性能指标,或者实现某些特定的要求,必须采用自动控制方式。则各种类型的反馈控制电路便应运而生了。本讲稿第九十一页，共一百零六页 自动增益控制自动增益控制(Automatic Gain Control简称AGC).自动频率控制自动频率控制(Automatic Frequency Control简称AFC)自动相位控制自动相位控制(Automatic Phase Control简称APC)其中自

46、动相位控制电路又称为锁相环路锁相环路(Phase Locked Loop简称PLL),是应用最广的反馈控制电路。根据控制对象参量不同根据控制对象参量不同,反馈控制电路分为三类反馈控制电路分为三类本讲稿第九十二页，共一百零六页 AGC电路用于小信号放大器和功率放大器之中，可使输出信号的振幅或功率稳定或满足一定的要求 AFC电路用在调幅接收机中稳定中频，也可在调频振荡器中稳定载频，或在调频接收机中改善解调质量。APC或称PLL一般用于鉴频、稳频，频率合成等等。本讲稿第九十三页，共一百零六页1.4.1 反馈控制原理反馈控制原理本讲稿第九十四页，共一百零六页 反馈控制电路构成：反馈控制电路构成：比较器

47、(误差信号提取电路）、控制信号发生器、可控器件和反馈网络四部分构成了一个负反馈闭合环路。工作过程：工作过程：比较器将外加参考信号r(t)和反馈信号f(t)进行比较,输出二者的差值即误差信号e(t)。误差信号e(t)经控制信号发生器送出控制信号c(t),对可控器件某一特性进行控制。对于可控器件,其输入输出特性受控制信号c(t)的控制(如可控增益放大器),或在不加输入的情况下,本身输出信号的某一参量受控制信号c(t)控制（如压控振荡器）。反馈网络在输出信号y(t)中提取所需比较的分量,并送比较器。本讲稿第九十五页，共一百零六页注意：注意：图中所标各时域信号量纲不一定相同。根据输入比较信号参量的不同

48、,图中比较器可以是电压比较器、频率比较器（鉴频器）或相位比较器（鉴相器）三种。对应的r(t)和f(t)可以是电压、频率或相位参量。误差信号e(t)和控制信号c(t)一般是电压。可控器件的可控制特性一般是增益或频率,所以输出信号y(t)的量纲是电压、频率或相位。本讲稿第九十六页，共一百零六页 结结论论：经不断地循环反馈,最后环路达到新的稳定状态,输出y(t)趋近于原稳定状态y0，使输出信号y(t)稳定在一个预先规定的参数上。1、参考信号r(t)不变,恒定为r0 设电路处于稳定状态,输入信号x(t)恒定为x0,输出信号y(t)恒定为y0,误差信号恒定为e0。本讲稿第九十七页，共一百零六页 2、参考

49、信号参考信号r(t)变化变化 由于r(t)变化,无论输入信号x(t)或可控器件本身特性有无变化,输出信号y(t)均要发生变化。从y(t)中提取所需分量并经反馈后与r(t)比较,如果二者变化规律不一致或不满足预先设置的规律,则将产生误差信号,使 y(t)向减小误差信号的方向变化,最后使y(t)和r(t)的变化趋于一致或满足预先设置的规律。结结论论：这这种种反反馈馈控控制制电电路路可可使使输输出出信信号号y(t)跟跟踪踪参参考考信号信号r(t)的变化的变化。本讲稿第九十八页，共一百零六页 1.4.2 分析方法与数学模型分析方法与数学模型 反馈控制电路和负反馈放大器：均是闭环工作的自动调节系统,区别

50、在于组成上的不同。负反馈放大器一般是一个线性系统,可利用线性电路的分析方法。反馈控制电路中的比较器不一定是线性器件,例如锁相环中的鉴相器就是非线性器件。本讲稿第九十九页，共一百零六页 根据具体电路的组成情况,对于反馈控制电路需分别采用线性或非线性的分析方法线性或非线性的分析方法。在分析某些性能指标时,在一定条件下,某些非线性环节可以近似用线性化的方法处理。例如,鉴相器在输入信号相位差较小时,其输出电压与输入信号相位差近似成线性关系,这时可以把鉴相器作为线性器件处理。在此：反馈控制电路作为一个线性系统来分析。在此：反馈控制电路作为一个线性系统来分析。由于直接采用时域分析法比较复杂,所以采用复频域