开关电源环路补偿.pdf

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1、今天作为工程师,每天接触的是电源的设计工程师,发现不管是电源的老手,高手,新手,几乎对控制环路的设计一筹莫展,基本上靠实验.靠实验当然是可以的,但出问题时往往无从下手,在这里我想以反激电源为例子(在所有拓扑中环路是最难的,由于RHZ 的存在),大概说一下怎么计算,至少使大家在有问题时能从理论上分析出解决问题的思路.示意图:这里给出了右半平面零点的原理表示,这对用 PSPICE 做仿真很有用,可以直接套用此图.递函数自己写吧,正好锻炼一下,把输出电压除以输入电压就是传递函数.bode 图可以简单的判定电路的稳定性,甚至可以确定电路的闭环响应,就向我下面的图中表示的.零,极点说明了增益和相位的变化

2、二：单极点补偿,适用于电流型控制和工作在 DCM 方式并且滤波电容的 ESR 零点频率较低的电源.其主要作用原理是把控制带宽拉低 ,在功率部分或加有其他补偿的部分的相位达到180度以前使其增益降到 0dB. 也叫主极点补偿.双极点,单零点补偿,适用于功率部分只有一个极点的补偿.如:所有电流型控制和非连续方式电压型控制.三极点,双零点补偿.适用于输出带 LC 谐振的拓扑,如所有没有用电流型控制的电感电流连续方式拓扑。C1 的主要作用是和 R2 提升相位的.当然提高了低频增益.在保证稳定的情况下是越小越好.C2 增加了一个高频极点,降低开关躁声干扰.串聯 C1 實質是增加一個零點,零點的作用是減小

3、峰值時間,使系統響應加快,并且閉環越接近虛軸,這种效果越好.所以理論上講,C1 是越大越好.但要考慮,超調量和調節時間,因為零點越距离虛軸越近,閉環零點修正系數 Q 越大,而 Q 與超調量和調節時間成正比,所以又不能大.總之,考慮閉環零點要折衷考慮.并聯 C2 實質是增加一個及點 ,級點的作用是增大峰值時間 ,使系統響應變慢 .所以理論上講,C2 也是越大越好.但要考慮到,當零級點彼此接近時,系統響應速度相互抵消.從這一點就可以說明,我們要及時響應的系統C1 大,至少比 C2 大三：环路稳定的标准三：环路稳定的标准. .只要在增益为 1 时(0dB)整个环路的相移小于 360 度,环路就是稳定

4、的.但如果相移接近 360 度,会产生两个问题:1)相移可能因为温度,负载及分布参数的变化而达到360 度而产生震荡;2)接近360 度,电源的阶跃响应(瞬时加减载)表现为强烈震荡,使输出达到稳定的时间加长,超调量增加.如下图所示具体关系.所以环路要留一定的相位裕量,如图 Q=1 时输出是表现最好的,所以相位裕量的最佳值为 52度左右,工程上一般取 45 度以上.如下图所示:这里要注意一点,就是补偿放大器工作在负反馈状态,本身就有180度相移,所以留给功率部分和补偿网络的只有 180 度.幅值裕度不管用上面哪种补偿方式都是自动满足的,所以设计时一般不用特别考虑.由于增益曲线为-20dB/dec

5、ade 时,此曲线引起的最大相移为 90 度,尚有 90度裕量,所以一般最后合成的整个增益曲线应该为-20dB/decade部分穿过0dB.在低于0dB带宽后,曲线最好为-40dB/decade,这样增益会迅速上升,低频部分增益很高,使电源输出的直流部分误差非常小,既电源有很好的负载和线路调整率.四四, ,如何设计控制环路如何设计控制环路? ?经常主电路是根据应用要求设计的,设计时一般不会提前考虑控制环路的设计.我们的前提就是假设主功率部分已经全部设计完成,然后来探讨环路设计.环路设计一般由下面几过程组成:1)画出已知部分的频响曲线.2)根据实际要求和各限制条件确定带宽频率,既增益曲线的 0d

6、B 频率.3)根据步骤 2)确定的带宽频率决定补偿放大器的类型和各频率点 .使带宽处的曲线斜率为20dB/decade,画出整个电路的频响曲线.上述过程也可利用相关软件来设计:如 pspice,POWER-4-5-6.一些解释:已知部分的频响曲线是指除Kea(补偿放大器)外的所有部分的乘积,在波得图上是相加.环路带宽当然希望越高越好,但受到几方面的限制:a)香农采样定理决定了不可能大于1/2Fs;b)右半平面零点(RHZ)的影响,RHZ随输入电压,负载,电感量大小而变化,几乎无法补偿,我们只有把带宽设计的远离它,一般取其 1/4-1/5;c)补偿放大器的带宽不是无穷大,当把环路带宽设的很高时会

7、受到补偿放大器无法提供增益的限制,及电容零点受温度影响等.所以一般实际带宽取开关频率的 1/6-1/10五五, ,反激设计实例反激设计实例条件:输入 85-265V 交流,整流后直流 100-375V 输出 12V/5A初级电感量 370uH 初级匝数:40T,次级:5T次级滤波电容 1000uFX3=3000uF 震荡三角波幅度.2.5V 开关频率 100K电流型控制时,取样电阻取 0.33 欧姆下面分电压型和峰值电流型控制来设计此电源环路.所有设计取样点在输出小 LC 前面.如果取样点在小 LC 后面,由于受 LC 谐振频率限制,带宽不能很高.1)电流型控制假设用 3842,传递函数如下此

8、图为补偿放大部分原理图.RHZ 的频率为 33K,为了避免其引起过多的相移,一般取带宽为其频率的 1/4-1/5,我们取 1/4 为 8K.分两种情况:A)输出电容 ESR 较大输出滤波电容的内阻比较大 ,自身阻容形成的零点比较低 ,这样在 8K 处的相位滞后比较小.Phanseangle=arctan(8/1.225)-arctan(8/0.033)-arctan(8/33)=-22度.另外可看到在 8K 处增益曲线为水平,所以可以直接用单极点补偿,这样可满足-20dB/decade的曲线形状.省掉补偿部分的 R2,C1.设 Rb 为 5.1K,则 R1=(12-2.5)/2.5*Rb=19

9、.4K.8K 处功率部分的增益为-20*log(1225/33)+20*log19.4=-5.7dB因为带宽 8K,即 8K 处 0dB所以 8K 处补偿放大器增益应为 5.7dB,5.7-20*log(Fo/8)=0Fo 为补偿放大器 0dB 增益频率Fo=1/(2*pi*R1C2)=15.42C2=1/(2*pi*R1*15.42)=1/(2*3.14*19.4*15.42)=0.53nF相位裕度:180-22-90=68 度输出滤波电容的内阻比较大,自身阻容形成的零点比较高,这样在 8K 处的相位滞后比较大.Phanseangle=arctan(8/5.3)-arctan(8/0.033

10、)-arctan(8/33)=-47度.如果还用单极点补偿,则带宽处相位裕量为 180-90-47=43 度.偏小.用 2 型补偿来提升.三个点的选取,第一个极点在原点,第一的零点一般取在带宽的1/5 左右,这样在带宽处提升相位 78度左右,此零点越低,相位提升越明显,但太低了就降低了低频增益,使输出调整率降低,此处我们取1.6K.第二个极点的选取一般是用来抵消ESR零点或RHZ零点引起的增益升高,保证增益裕度.我们用它来抵消 ESR 零点,使带宽处保持-20db/10decade 的形状,我们取 ESR 零点频率 5.3K数值计算:8K 处功率部分的增益为-20*log(5300/33)+2

11、0*log19.4=-18dB因为带宽 8K,即最后合成增益曲线 8K 处 0dB所以 8K 处补偿放大器增益应为 18dB,5.3K 处增益=18+20log(8/5.3)=21.6dB 水平部分增益=20logR2/R1=21.6推出 R2=12*R1=233Kfp2=1/2*pi*R2C2推出 C2=1/(2*3.14*233K*5.4K)=127pF.fz1=1/2*pi*R2C1推出 C1=1/(2*3.14*233K*1.6K)=0.427nF.相位fo 为 LC 谐振频率,注意 Q 值并不是用的计算值,而是经验值,因为计算的 Q 无法考虑 LC 串联回路的损耗(相当于电阻),包括

12、电容 ESR,二极管等效内阻,漏感和绕组电阻及趋附效应等.在实际电路中 Q 值几乎不可能大于 45.由于输出有 LC 谐振,在谐振点相位变动很剧烈,会很快接近 180 度,所以需要用 3 型补偿放大器来提升相位.其零,极点放置原则是这样的,在原点有一极点来提升低频增益,在双极点处放置两个零点,这样在谐振点的相位为-90+(-90)+45+45=-90.在输出电容的 ESR 处放一极点,来抵消 ESR 的影响,在 RHZ 处放一极点来抵消 RHZ 引起的高频增益上升.元件数值计算,为方便我们把 3 型补偿的图在重画一下.兰色为功率部分,绿色为补偿部分,红色为整个开环增益.如果相位裕量不够时,可适当把两个零点位置提前,也可把第一可极点位置放后一点.同样假设光耦 CTR=1,如果用 CTR 大的光耦,或加有其他放大时,如同时用 IC 的内部运放,只需要在波得图上加一个直流增益后,再设计补偿部分即可.这时要求把 IC 内部运放配置为比例放大器,如果再在内部运放加补偿,就稍微麻烦一点,在图上再加一条补偿线结束.我想大家看完后即使不会计算,出问题时也应该知道改哪里.