直流电机PWM控制系统设计说明.doc

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1、 .0 前言 在电气时代的今天，电动机一直在现代化的生产和生活中起着十分重要的作用，无论在工业农业生产、交通运输、国防航空航天、医疗卫生、商务与办公设备，还是在日常生活中的家用电器，都在大量地使用着各式各样的电动机。据资料统计，现在有的90%以上的动力源来自于电动机，电动机与人们的生活息息相关，密不可分。随着现代化步伐的迈进，人们对自动化的需求越来越高，使电动机控制向更复杂的控制发展。直流电动机具有优良的调速特性,调速平滑、方便,调速围广,过载能力大,能承受频繁的冲击负载,可实现频繁的无级快速起动、制动和反转,能满足生产过程自动化系统各种不同的特殊运行要求。直流调速技术不断发展，走向成熟化、完

2、善化、系列化、标准化，在可逆脉宽调速、高精度的电气传动领域中仍然难以替代。直流电机的数字控制是直流电动机控制的发展趋势，用单片机的数字控制的发展趋势,用单片机进行控制是实现电动机数字控制的最常用的手段。由于电网相控变流器供电的直流电机调速系统能够引起电网波形畸变、降低电网功率因数，除此之外，该系统还有体积大、价格高、电压电流脉动频率低、有噪声等缺点。而采用直流电动机的PWM调速控制系统可以克服电网相控调速系统的上述诸多缺点。电动机的控制技术的发展得力于微电子技术、电力电子技术、传感器技术、永磁材料技术、电动控制技术、微机应用技术的最新发展成果。正是这些技术的进步使电机控制技术在近20多年发生了

3、翻天覆地的变化，其中电动机的控制部分已由模拟控制逐渐让位于以单片机为主的微处理器控制，形成数字和模拟的混合控制系统和纯数字控制的应用，并曾向全数字化控制方向快速发展。电动机的驱动部分所用的功率器件经历了几次更新换代，目前开关速度更快、控制更容易的全控型功率器件MOSFET和IGBT成为主流。功率器件控制条件的变化和微电子技术的使用也使新型的电动控制方法能够得到实现，脉宽调制控制方法（PWM和SPWM）,变频技术在直流调速和交流调速中获得广泛的应用。最近几年来，由于直流电机的优秀性能，在众多场合得以应用，所以直流电机的调速方法的研究也逐渐热化。现在研究方面有很多，例如240KVA时间分割PWM直

4、流调速；采用一种以大功率IGBT模块作主功率开关器件,采用SG3525集成PWM控制器为核心控制器,EXB841作为驱动模块的高效集成化的直流调速系统；基于ARM的PWM直流调速；全数字化双闭环可逆直流PWM调速；新型PWM直流调速与DCDC电源技术；基于单片机（PIC AVR）的直流PWM电机控制以与和永磁伺服直流电机配套的PWM调速系统等等各种直流调速装置系统。随着微电子技术和计算机技术的发展与单片机的广泛应用，使调速装置向集成化、小型化和智能化方向发展。直流电动机具有良好的起动、制动性能，宜于在大围平滑调速，在许多需要调速或快速正反向的电力拖动领域中得到了广泛的应用。从控制的角度来看，直

5、流调速还是交流拖动系统的基础。早期直流电动机的控制均以模拟电路为基础，采用运算放大器、非线性集成电路以与少量的数字电路组成，控制系统的硬件部分非常复杂，功能单一，而且系统非常不灵活、调试困难，阻碍了直流电动机控制技术的发展和应用围的推广。随着单片机技术的日新月异，使得许多控制功能与算法可以采用软件技术来完成，为直流电动机的控制提供了更大的灵活性，并使系统能达到更高的性能。采用单片机构成控制系统，可以节约人力资源和降低系统成本，从而有效的提高工作效率，可以实现复杂的控制，控制灵活性和适应性好，无零点漂移，控制精密高，可提供人机界面，多机联网工作。采用智能功率电路驱动比传统的分立功率器件组成的驱动

6、体积小，功能强；减少了电路元器件数量，提高了系统的可靠性；控制电路哈尔功率电路集成在一起，使监控更容易实现；集成化使电路的连线减少，减少了布线电容和电感以与信号传输的延时，增加了系统抗干扰的能力；集成化使系统成本大大降低。1 调速原理介绍 本章简单的介绍了直流电机的调速原理以与调速的各种性能指标，重点介绍了PWM直流调速的原理、电流调节器和速度调节器的工程设计方法以与数字调节器的实现方法。1.1 直流电动机的调速方法按励磁方式的不同，直流电机可分为他励、并励、串励和复励电机四种。图1-1所示为直流电动机的物理模型。定子励磁绕组通过直流电流If时产生励磁磁势Ff和主磁通。电枢绕组通过电枢电流Ia

7、，则产生电枢反应磁势Fa。由于直流屯机的电刷在几何中线AB上，因此励磁磁势Ff与电枢反应磁势Fa正交。通常直流电机在其主磁极上加有补偿绕组，电枢反应磁势对主磁通没有影响。直流电机电枢绕组中的电流I。与定子主磁通相互作用，产生电磁力和电磁转矩，电枢因而转动.直流电机的电磁转矩的大小常用下式表示: （1-1） 式中，Te-电动机的电磁转矩，单位为Nm；-励磁磁通，单位为Wb； Ia-电枢电流，单位为A； Km-由电机结构决定的转矩常数。图1-1 直流电动机的物理模型Fig .1-1 Physical model of DC motor以上分析表明，直流电动机电磁转矩中的两个可控参量和Ia是相互独立

8、的，可以非常方便地分别调节，这种机理使直流电动机具有良好的转矩控制特性，从而有优良的转速调节性能。由直流电动机的转速特性知道，直流电动机的转速和其他参量的关系可用下式表示： （1-2）式中，n-电动机转速，单位为，r / min；U-电枢供电电压，单位为v；R-电枢回路总电阻，R=Ra+Rad单位为n；Ke-由电机结构决定的电势常数，Km=9.55Ke在式（1-2）中,Ke为常数，Ia的大小取决于负载转矩，因此可知，直流电动机的调速方法有三种: 1)改变电枢电压U进行调速改变电枢电压主要是从额定电压往下降低电枢电压，机械特性如图1-2所示，从电动机额定转速向下变速，属恒转矩调速方法.对于要求在

9、一定围无级平滑调速的系统来说，这种方法最好。Ia变化遇到的时间常数较小，能快速响应，但是需要大容量可调直流电源。这种方法有如下性能：可以实现无级调速；nnN；机械特性硬；恒转矩调速；可以利用调压方法启动设备。图1-2 改变电枢电压调速机械特性Fig .1-2 The mechanical properties of changing armature voltage 2)改变电动机主磁通改变励磁电流的大小便可以改变刺痛的大小，从而达到调速的目的。改变励磁电流调速的系统机械特性如图1-3所示。改变磁通调速的特性：可以实现无级平滑调速，但只能减弱磁通，系统特性软，从电动机额定转速向上调速，属恒功率

10、调速方法。If变化时遇到的时间常数同Ia变化遇到的相比要大得多，响应速度较慢，但所需电源容量小。图1-3 改变励磁电流即改变主磁通调速电机机械特性Fig. 1-3 The mechanical properties of changing the excitation current3)改变电枢回路电阻R 在电动机电枢回路外串电阻进行调速的方法，设备简单，操作方便。其机械特性如图1-4所示。但是只能有级调速，调速平滑性差，机械特性较软，Rad越大特性越软，空载时几乎没什么调速作用，在调速电阻上消耗大电 图1-4改变电枢电阻调速的机械特性Fig .1-4 The mechanical prope

11、rties of changing the armature resistance综上所述，对于一定围无级平滑调速的系统来说，以调节电枢供电电压的方式最佳。因为改变电阻只能有级调速，而调节磁通围很小，不然将造成飞车事故。所以直流调速一变压调速为主。本次设计也正是采用了改变电动机两端电压的调速方法。变电枢电压可通过多种途径实现，如晶闸管供电速度控制系统、大功率晶体管速度控制系统、直流发电机供电速度控制系统与晶体管直流脉宽调速系旋转变流机组。1.2 直流调速系统中可控直流电源介绍改变电枢电压调速是直流调速系统采用的主要方法，调节电枢供电电压或者改变励磁磁通，无论是哪种方法都需要有专门的可控直流电源

12、，常用的可控直流电源有以下三种: 1)旋转变流机组。用交流电动机和直流发电机组成机组，以获得可调的直流电压。2)静止可控整流器。用静止的可控整流器，如汞孤整流器和晶闸管整流装置，产生可调的直流电压。3)直流斩波器或脉宽调制变换器。用恒定直流电源或不控整流电源供电，利用直流斩波或脉宽调制的方法产生可调的直流平均电压。第一种方法在20世纪50年代曾广泛地使用，至今在尚未进行设备更新的地方仍然使用这种系统。这种系统体积大、效率低、安装需打地基、运行有噪音、维护不方便。为了克服这些缺点，在20世纪50年代开始采用静止变流装置来代替旋转变流机组，即上文的第二种方法，直流调速系统进入了由静止变流装置供电的

13、时代。晶闸管问世以来，变流技术出现了根本性的变革。目前，采用晶闸管整流供电的直流电动机调速系统(即晶闸管一电动机调逮系统，简称V-M系统，又称静止的Ward-Leonard系统)己经成为直流调速系统的主要形式。虽然该系统有很多的优秀性能但是它也有它的缺点：a)晶闸管一般是单向导电元件，晶闸管整流器的电流是不允许反向的，这给电动机实现可逆运行造成困难。b)晶闸管元件对于过电压、过电流以与过高的du/dt和di/dt十分敏感，其中任一指标超过允许值都可能在很短时间使元件损坏。c)晶闸管的控制原理决定了只能滞后触发，因此晶闸管可控整流器对交流电源来说相当于一个感性负载，吸取滞后的无功电流，因此功率因

14、数低。d)晶闸管整流装置的输出电压是脉动的，而且脉波数总是有限的，如果主电路电感不是非常大，则输出电流总存在连续和断续两种情况，因而机械特性也有连续和断续两段，连续段特性比较硬，基本上还是直线;断续段特性则很软，而且呈现出显著的非线性。以上两种方法逐渐将被淘汰，现在研究的热点就是第三种方法，利用直流斩波器或脉宽调制变换器控制系统电压。下面就详细的介绍下改系统的工作原理和方式。直流斩波器又称直流调压器，是利用开关器件来实现通断控制，将直流电源电压断续加到负载上，通过通、断时间的变化来改变负载上的直流电压平均值，将固定电压的直流电源变成平均值可调的直流电源，亦称直流一直流变换器.它具有效率高、体积

15、小、重量轻、成本低等优点，现广泛应用于地铁、电力机车、城市无轨电车以与电瓶搬运车等电力牵引设备的变速拖动中。图1-5为直流斩波器的原理电路和输出电压波形，图中VT代表开关器件。当开关VT接通时，电源电压U。加到电动机上：当VT断开时，直流电源与电动机断开，电动机电枢端电压为零。如此反复，得电枢端电压波形如图1-5(b)所示。这样，电动机电枢端电压的平均值为: （1-3）式中， T-开关器件的通断周期；Ton开关器件的导通时间；-占空比，其中为开关频率。图1-5直流斩波器电路和输出电压波形Fig .1-5 DC chopper circuit and output voltage wave由式(

16、1-3)可知，直流斩波器的输出电压平均值Ud可以通过改变占空比即通过改变开关器件导通和(或)关断时间来调节，常用的改变输出平均电压的调制方法有以下三种:1)脉冲宽度调制(pulse width modulation，简称PWM)。开关器件的通断周期T保持不变，只改变器件每次导通的时间ton，也就是脉冲周期不变，只改变脉冲的宽度，即定频调宽，称为脉冲调宽。2)脉冲频率调制(pulse frequency modulation，简称PFM)。开关器件每次导通的时间ton，不变，只改变通断周期T或开关频率f，也就是只改变开关的关断时间，即定宽调频，称为调频.3)两点式控制。开关器件的通断周期T和导通

17、时间ton,，均可变，即调宽调频，亦可称为混合调制。当负载电流或电压低于某一最小值时，使开关器件导通；当电流或电压高于某一最大值时，使开关器件关断。导通和关断的时间以与通断周期都是不确定的。构成直流斩波器的开关器件过去用得较多的是普通晶闸管和逆导晶闸管，它们本身没有自关断能力，必须有附加的强迫关断电路，增加了装置的体积和复杂性，增加了损耗，而且由它们组成的斩波器开关频率低，输出电流脉动较大，调速围有限。自20世纪70年代以来，电力电子器件迅速发展，研制并生产出多种既能控制其导通又能控制其关断的全控型器件，如门极可关断晶闸管(GTO),电力晶体管(GTR)、电力场效应管(P-MOSFET)、绝缘

18、栅极双极型晶体管(IGBT)等，这些全控型器件性能优良，由它们构成的脉宽调制直流调速系统(简称PWM调速系统)。1.3 PWM调速基本原理PWM基本原理: PWM是通过控制固定电压的直流电源开关频率，从而改变负载两端的电压，进而达到控制要求的一种电压调整方法。在PWM驱动控制的调整系统中，按一个固定的频率来接通和断开电源，并根据需要改变一个周期“接通”和 断开时间的长短。通过改变直流电机电枢上电压的“占空比”来改变平均压的大小，从而控制电动机的转速。其调速原理如图1-6所示。通过改变占空比来改变电机电枢电压，电枢电压为其平均值:= (1-4)式中=为一个周期T中,功率开关导通时间的比率,称为负

19、载率或占空比。改变占空比有三种方法：(1)定宽调频法:保持不变,使在0围变化;(2)调宽频法:保持不变,使在0围变化;(3)定频调宽法: 保持不变,使在0围变化。图1-6 脉宽调速系统原理图Fig1-6 .The system priciple for pulse width speeding设电机永远通电时，其最大转速时Vmax，设站空比,则电机的平均转速时Vd，平均速度与占空比D的关系如图1-7所示：图1-7平均速度与占空比的关系Fig.1-7 The relation between average speed and occupy empty ratio严格地讲，平均速度 Vd与占空比

20、 D并不是严格的线性关系，在一般的应用中，可以将其近似地看成线性关系。1.4 PWM变换器的工作原理电机转动方向主要就靠PWM变换器来实现的，下面就简单的介绍可逆PWM变换器的基本原理和工作特性。在本设计中，我选用PWM调速系统，PWM变换器有不可逆和可逆两类，可逆变换器又有双极性、单极性和受限单极式等多种电路。下面介绍可逆的工作原理和特性。1）桥式可逆PWM变换器桥式可逆PWM变换器主电路有多种形式，最常用的是H型桥式,其电路原理图如图1-8所示。这时，电动机M两端电压UAB的极性随开关器件驱动电压极性的变化而改变，其控制方式有双极式、单极式、受限单极式等多种方式。在一个开关周期中，当时，和

21、为正，晶体管和导通；而和为负，和截止。当时，和变负，和变正。电机两端电压在一个周期正负相间，这是双极式PWM变换器的特征。图1-8 桥式可逆桥式可逆PWM变换器Fig.1 -8 reversible bridge reversible bridge PWM converter2）单极式控制的可逆桥式可逆PWM变换器单极式控制的可逆桥式可逆PWM变换器的电路和双极式的可逆桥式可逆PWM变换器一样，如图1-8所示，但开关元件的驱动信号不同。其控制方法是：控制电压Uc0时，VT1、VT2交替轮流导通或截止，VT3始终截止，VT4始终导通，电动机正转。当Uc0时H型单极式PWM变换器的工作情况Fig.

22、1 -9 when Uc0 H unipolar PWM converter work图1-10 Uc0时H型单极式PWM变换器的工作情况Fig.1-10 when Uc0时，H型单极式PWM变换器的工作情况如下： 当负载较轻时，在电压、电流波形图1-9中，一个工作周期T可分成四个区间。(2) 当Uc0时相似。若负载较重，则电压电流波形均横轴以下，一个工作周期有、两个区间，如上图1-9所示。(3) 当Uc=0时，Ug1、Ug2的正脉冲宽度t1=0，id=0，电动机静止不动。从以上分析可知，这种电路得到的电枢电压波形是单极式的，故称为H型单极式PWM变换器，它所产生的电枢脉冲电压ud的频率与每个

23、开关管的开关频率一样，所以也称为H型单极式同频PWM变换器。H型PWM变换器还包括H型单极式倍频PWM变换器、H型单极式受限PWM变换器等，在这里就不做过多的叙述了。1.5 转速控制的要求和调速指标 在一般意义上，对调速系统转速控制要求大致有以下三个方面:1）调速在一定的最高转速和最低转速的围，分档地(有级)或平滑地(级)调节转速。2）稳速以一定的精度在所需转速上稳定运行，在各种可能的干扰下(如负载变化、电源电压波动等)，不允许有较大的转速波动，以确保产品质量。3）加、减速频繁起、制动的设备要求尽量快地加、减速以提高生产率；不易经受剧烈变化的机械则要求起、制动尽量平稳。能否满足以上几个方面的要

24、求反映了调速性能的好坏，可以用调速性能指标来定量衡量。对于1、2两点的要求，是系统在稳态运行时的性能要求，对于第3点的要求则是系统在动态调节过程中的要求，所以可以定义稳态性能指标与动态性能指标两大类指标，以此作为设计系统时的依据和用户选用系统时的要求。1.5.1 调速系统稳态性能指标 调速系统稳态运行时的性能指标称为稳态性能指标，它有调速围D和静差率，两个指标。1） 调速围 生产机械要求电动机提供的最高转速和最低转速之比叫做调速围，用字母D表示。即 （1-5）其中和。一般都指电机额定负载时的转速，对于少数轻载的机械，也可以用实际负载时的转速。2）静差率当系统在某一转速下运行时，负载由理想空载增

25、加到额定负载时所对应的转速降落。与理想空载转速n0之比，称作静差率s，用百分函数表示为: （1-6）显然，静差率是用来衡量调速系统在负载变化的情况下转速的稳定度，并且调速围和静差率这两项指标并不是彼此孤立的，必须同时提时才有实际意义。一个调速系统的调速围，是指在最低转速时还能满足静差率要求下的转速可调围。调压调速系统中调速围、静差率与额定速降之间有以下关系。在直流电动机调压调速中，常以电动机额定转速为最高转速，若在额定负载时转速降为则该系统的静差率应该是最低转速时的静差率，即（1-7）于是而调速围为：（1-8）将代入上式得 （1-9）对于同一调速系统，它的特性硬度或值是一定的，因此，由上式(1

26、-9)可见，如果对静差率的要求越严，也就是说要求越小时，系统能够允许的调速围也越小。1.5.2 调速系统动态性能指标控制系统的动态性能指标可分为跟随性能指标和抗扰性能指标两类。1）跟随性能指标a)上升时间tr在典型阶跃响应跟随过程中，输出量从零起第一次上升到稳态值所经过的时间。b)超调量输出量超出稳态值的最大偏差与稳态值之比 （1-10）c)调节时间ts 响应曲线到达并不再超出允许误差带所需要的最短时间,允许误差带(100%5%2%) 稳态值。2）抗扰性能指标a)动态降落最大动态降落与原稳态值之比。b)恢复时间tv从阶跃扰动开始，到响应曲线到达并不再超出允许误差带所需的最短时间间隔段称之为恢复

27、时间。1.6数字PI调节器 PI 调节器是电力拖动自动控制系统中最常用的一种控制器。再微机数字控制系统中当采样频率足够高十，可以先按模拟系统的设计方法设计调节器，然后再离散，就得到数字控制器的算法，这就是模拟调节器的数字化。 PI调节器的控制方法：设PI调节器的输出量为，输入量为调节器的比例系数数为，积分时间为，可以列出PI调节器的积分方程。 （1-11）对上式离散化后，可得第次和第次采样时刻调节器的输出： （1-12） （1-13）式中 ，调节器的采样周期。采用增量式算法由式（1-12）和式（1-13）可得两个时刻间的调节器输出增量为： （1-14）从而得到 。这就是PI控制算法的数字化形式

28、，也就是数字化PI调节器的表达式。式中:PI调节器的第次输出值；PI调节器的第次输出值；第次采样时给定量与反馈量之间的偏差；积分系数，；在微机控制系统中;按式（1-14）编程可实现数字化的PI调节功能使系统获得良好的静态与动态性能。式中的和等系数一般需要在系统调试中加以修正，才能使系统获得满意的结果。 2. 方案论证和确定 我们知道，采用转速负反馈和PI调节器的单闭环调速系统可以在保证系统稳定的条件下实现转速无静差。如果对系统的动态性能要求较高，例如要求快速起、制动、突加负载动态速降小等等，单闭环系统难以满足要求。这主要是因为在单闭环系统中不能完全按照需要来控制动态过程的电流或转矩。 在单闭环

29、调速系统中，只有电流截至负反馈环节是专门用来控制电流的，但它只是在超过临界电流Idcr值以后，靠强烈的负反馈作用限制电流的冲击，并不能很理想地控制电流的动态波形。当电流从最大值降下来以后，电机转矩也随之减小，因而加速过程必然拖长。 怎样才能做到这种既存在转速和电流两种负反馈作用，又使它们只能分别在不同的阶段起作用呢？双闭环调速系统可以解决这个问题。2.1 转速、电流双闭环调速系统原理 为了实现转速和电流两种负反馈分别起作用，在系统中设置了两个调节器，分别是转速和电流，二者之间实行串级联接，如图21所示。这就是说，把转速调节器的输出当作电流调节器的输入，再用电流调节器的输出去控制PWM调制器。从

30、闭环结构上看，电流调节环在里面，叫做环；转速调节器在外面，叫做外环。这样就形成了转速、电流双闭环调速系统。为了获得良好的静、动态性能，双闭环调速系统的两个调节器都采用PI调节器。图21 双闭环直流调速系统结构框图Fig.2-1double-loop DC converter system architecture block diagram2.1.1 稳态结构图和静特性 为了分析双闭环调速系统的静特性，绘出了它的稳态结构图，如图22所示。分析静特性的关键是掌握这样的PI调节器的稳态特征。一般存在两种状况：饱和：输出达到限幅值；不饱和：输出未达到限幅值。当调节器饱和时，输出为恒值，输入量的变化不

31、再影响输出，除非有反向的输入信号使调节器退出饱和；换句话说，饱和的调节器暂时隔断了输入和输出间的关系，相当于使调节环开环。当调节器不饱和时，PI作用使输入偏差电压U在稳态时总是为零。 图22双闭环调速系统稳态结构图Fig .2-2 Double-loop speed control system steady-state structure实际上，在正常运行时，电流调节器是不会达到饱和状态的。因此，对于静特性来说，只有转速调节器饱和与不饱和两种情况。（一） 速调节器不饱和这时，两个调节器都不饱和，稳态时，它们的输入偏差电压都是零。因此：和 由第一个关系式可以得到： （2-1）从而得到图23静特

32、性的n0-A段。与此同时，由于ASR不饱和，又由第二个关系式可以得到：。这就是说n0-A段静特性是从Id =0（理想空载状态）一直延续到Id =Idm,而Idm一般都大于额定电流Idnom 的，这就是静态特性的运行阶段。（二） 转速调节器饱和这时，ASR输出达到限幅值，转速外环呈开环状态，转速的变化对系统不再产生影响。双闭环系统变成一个电流无静差的单闭环系统。稳态时 （2-2）式中最大的电流Idm是设计者选定的，取决于电机的过载能力和拖动系统允许的最大的加速度。上式（2-2）所描述的静特性是图2-3中的A-B段。这样的下垂特性只适应于n1000次）ISP Flash ROM (10)4.0-6

33、.0V工作电压 (11)时钟频率0-24MHz (12)256x8bit部RAM (15)低功耗空闲和省电模式 (16)3级加密位 (17)软件设置空闲和省电功能 (18)电源关闭标识图2-6 AT89S53引脚图Fig.2-6 AT89S53 pin map2.2 控制原理方案设计 如图2-7所以是采用AT89S53处理器设计双闭环直流电机调速系统的原理框图。由于该单片机没有专门的PWM输出模块所以要设计专门的PWM控制电路，需要选择一个分辨率满足系统要求的A/D转换器以与对速度检测的数据进行适当的整形等。另外给系统增加了键盘显示电路和与上位机通信接口电路，便于直接控制速度，直观的显示速度值

34、，方便控制人员操作。本方案的优点是选用了简单的处理器，资源得到了充分的利用，不会造成太大的浪费，成本比较低。在检修方面也有一定的优势，当电路中的某一个模块出了问题，只要对该模块进行修理或更换即可，其它的硬件可以继续使用。该方案的主要不足是设计电路相对比较复杂，以软件编程为代价实现调速。图2-7 采用AT89S8252处理器控制的原理框图Fig.2-7 AT89S53 processor using the control block diagram3 单元电路设计根据方案的原理框图（图2-7）可知，我们可以把整个电路划分为几个单元模块，设计时采用自下而上的方法，先设计出每个单元模块的电路，然后

35、把每一个单元小模块结合在一起就得到总电路。从原理图上可看到，在这个系统设计中，整个电路可以分为三相整流电路、PWM驱动电路、转速和电流检测电路、与上位机通信电路以与键盘和显示电路五个单元，下面就分别对每一个单元电路进行设计。3.1 三相整流电路 本设计主要是针对中小型直流电机，所以一般的驱动电压较小，所以此整流电路也可以省略，直接用现成的直流电源就可以了。但是在此还是简单的下整流电路为大功率电机的供电提供了理论方法。整流电路并不复杂，只要用六个电力二极管形成三相整流桥，并加以大电容滤波即可得到直流电压。三相整流电路如图3-1所示。图3-1三相整流电路Fig.3-1 three-phase re

36、ctifier circuit3.2 PWM驱动电路3.2.1 驱动电路的特性驱动电路的最佳驱动特性应具有:1)功率管开通时，驱动电路提供的基极电流应有快速的上升沿，并一开始有一定的过冲，以加速开通过程，并使在集电极电流开启电流尖峰时具有足够的基极驱动，从而减小开通损耗。2)功率管导通期间，驱动电路提供的基极电流在任何负载情况下都能保证功率管处于饱和导通状态，使功率管的饱和压降较低，以保证低的导通损耗。为减小存储时间，希望在功率管关断前处于临界饱和状态。3)关断瞬时，驱动电路应提供足够的反向基极驱动，以迅速抽出基区的剩余载流子，并加反偏截止电压，使集电极电流迅速下降以减少下降时间。而在功率管开

37、通前，功率管发射极间的反偏电压应为零或很小。4)驱动电路损耗要小，电路尽可能简单可靠，还常采取必要的隔离措施。实际驱动电路设计中，上述要求不可能全部满足，有些要求需要折中处理。要根据系统的性能、指标、功率与工作频率等来设计合适的驱动电路。通常开关频率应该足够高，以减小电流脉动量和电机的附加损耗，但是开关频率越高时，开关损耗越大，因此开关频率的上限要受到开关管的开关损耗和开关时间的限制。考虑到上述等诸多因素，在设计中选择美国国家半导体公司推出的专用于直流电动机驱动的H桥组件-LMD18200,该芯片上集成有CMOS控制电路和DMOS功率器件。此种芯片瞬间驱动电流可达6A，正常工作电流可达3A，具有很强的驱动能力，无“shot-through”电流，而且此种芯片部还具有过流保护的测量电路，只需要在LMD18200的8脚输出端测出电压和给定的电压比较即可保护电路过流，从而实现