OFDM技术仿真 .docx

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1、精品名师归纳总结第一章 绪论1.1 简述OFDM 是一种特别的多载波传输方案，它可以被看作是一种调制技术，也可以被当作一种复用技术。多载波传输把数据流分解成如干子比特流，这样每个子数据流将具有低得多的比特速率，用这样的低比特率形成的低速率多状态符号再去调制相应的子载波，就构成多个低速率符号并行发送的传输系统。正交频分复用是对多载波调制（MCM ， Multi-CarrierModulation ）的一种改进。它的特点是各子载波相互正交，所以扩频调制后的频谱可以相互重叠，不但减小了子载波间的干扰，仍大大提高了频谱利用率。符号间干扰是多径衰落信道宽带传输的主要问题，多载波调制技术包括正交频分复用

2、OFDM 是解决这一难题中最具前景的方法和技术。利用OFDM 技术和 IFFT 方式的数字实现更相宜于多径影响较为显著的环境，如高速WLAN 和数字视频广播 DVB 等。 OFDM 作为一种高效传输技术备受关注，并已成为第 4 代移动通信的核心技术。假如进行OFDM 系统的讨论，建立一个完整的OFDM 系统是必要的。本文在简要介绍了OFDM 基本原理后，基于 MATLAB 构建了一个完整的 OFDM 动态仿真系统。1.2 OFDM 基本原理概述1.2.1 OFDM 的产生和进展OFDM 的思想早在 20 世纪 60 岁月就已经提出，由于使用模拟滤波器实现起来的系统复杂度较高，所以始终没有进展起

3、来。在20 世纪 70 岁月，提出用离散傅里叶变换（ DFT ）实现多载波调制，为OFDM 的有用化奠定了理论基础。从今以后， OFDM 在移动通信中的应用得到了迅猛的进展。OFDM 系统收发机的典型框图如图 1.1 所示，发送端将被传输的数字信号转换成子载波幅度和相位的映射，并进行离散傅里叶变换（IDFT ）将数据的频谱表达式变换到时域上。 IFFT 变换与 IDFT 变换的作用相同，只是有更高的运算可编辑资料 - - - 欢迎下载精品名师归纳总结效率，所以适用于全部的应用系统。其中，上半部分对应于发射机链路，下半部分对应于接收机链路。由于FFT 操作类似于 IFFT，因此发射机和接收机可以

4、使用同一硬件设备。当然，这种复杂性的节省就意味着接收发机不能同时进行发送和接收操作。RF TXDAC编码交错数字调制插入倒频串并变换并/串加 入 循环前缀IFFTFFT串/并解码解交织数字解调信道正交并串变换去 除 循环前缀RF RXADC定 时和 频率 同步图 1.1 OFDM系统收发机的典型框图接收端进行发送相反的操作，将射频（RF，Radio Frequency）信号与基带信号进行混频处理，并用FFT 变换分解频域信号。子载波幅度和相位被采集出来并转换回数字信号。 IFFT 和 FFT 互为反变换，挑选适当的变换将信号接收或发送。但信号独立于系统时， FFT 变换和 IFFT 变换可以被

5、交替使用。1.2.2 串并变换数据传输的典型形式是串行数据流，符号被连续传输，每一个数据符号的频谱可占据整个可以利用的带宽。但在并行数据传输系统中，很多符号同时传输，削减了那些在串行系统中显现的问题。在OFDM 系统中，每个传输符号速可编辑资料 - - - 欢迎下载精品名师归纳总结率的大小大约在几十 bit/s 到几十 kbit/s 之间，所以必需进行串并变换，将输入串行比特流转换成为可以传输的OFDM 符号。由于调试模式可以自适应调剂， 所以每个子载波的调制模式是可以变化的，由于而每个子载波可传输的比特数 也是可以变化的，所以串并变换需要安排给每个子载波数据段的长度是不一样 的。在接收端执行

6、相反的过程，从各个子载波出来的数据长度不一样。在接收 端执行相反的过程，从各个子载波处来的数据被转换回原先的串行数据。当一个 OFDM 符号在多径无线信道中传输时，频率挑选性衰落会导致某几组子载波收到相当大的的衰减，从而引起比特错误。这些在信道频率响应的零点会造成在邻近的子载波上发射的信息受到破坏，导致在每个符号中显现一连串的比特错误。与一大串错误连续显现的情形相比较，大多数前向纠错编码（ FEC，Forward Error Correction）在错误分布均与的情形下会工作得更有效。所以，为了提高系统的性能，大多数系统采纳数据加扰作为串并变换工作的一部分。这可以通过把每个连续的数据比特随机的

7、安排到各个子载波上来实现。在接收机端，进行一个对应的逆过程解出信号。这样，不仅可以仍原出数据比特原先的次序，同时仍可以分散由于信号衰落引起的连串的比特错误使其在时间上近似匀称分布。这种将比特错误位置的随机化可以提高前向纠错编码（ FEC）的性能，并且系统的总的性能也得到改善。1.2.3 子载波调制正交频分复用 OFDM 技术就是在频域内将给定信道分成很多正交子信道 ，在每个子信道上使用一个子载波进行调制，并且各子载波并行传输。尽管总的信道是非平整的，具有频率挑选性，但是每个子信道是相对平整的，在每个子信道上进行的是窄带传输，信号带宽小于信道的相应带宽，因此大大排除了信号波形间的干扰。而且子信道

8、的载波相互正交，一个OFDM 符号包括多个经过 PSK 调制或 QAM调制的子载波的合成信号，每个子载波的频谱相互重 叠，从而又提高了频谱利用率。用N 表示子载波个数， T 表示 OFDM 符号的持续时间， di i = 0 ,1 , , N - 1 为安排给每个子信道的数据符号， f i 为第 i 个子载波的载波频率，从 t = t s 开头的 OFDM 符号的等效基带信号可表示为模拟信号可编辑资料 - - - 欢迎下载精品名师归纳总结表示式 :可编辑资料 - - - 欢迎下载精品名师归纳总结st N 1di rect tt0t sT /2 exp j 2 i/ Ttt s 1-1可编辑资料

9、 - - - 欢迎下载精品名师归纳总结t stt sT可编辑资料 - - - 欢迎下载精品名师归纳总结st 0tt s或tTt s可编辑资料 - - - 欢迎下载精品名师归纳总结st的实部和虚部分别对应于OFDM 符号的同相重量和正交重量，在实际系统中可分别与相应子载波的余弦重量和正弦重量相乘，构成最终的子信道。其相应的数字表示式如下：令 t s= 0 ，采样速率为 N/ T ，就发送速率的第 k k=：0 ,1 , , N - 1个采样表示为：可编辑资料 - - - 欢迎下载精品名师归纳总结s k s kT / NN 1di exp jt02 ik/ N（1-2）可编辑资料 - - - 欢迎

10、下载精品名师归纳总结明显式上式恰好为 IDFT 的表达式，可知 OFDM 的调制和解调可以通过 IDFT 和 DFT 或（ IFFT 和 FFT）来实现。如图 1.2 所示，在一个 OFDM 符号内包含四个载波的实例。其中，全部的子载波都具有相同的幅度和相位，但在实际应用中，依据数据符号的调制方式，每个子载波都有相同的幅度和相位是不行能的。从图 1.2 可以看出每个子载波在一个OFDM 符号周期内都包含整数倍个周期，而且各个相邻的子载波之间相差1 个周期。这一特性可以用来说明子载波之间的正交性，即：可编辑资料 - - - 欢迎下载精品名师归纳总结1 / TTexp jont exp jndt1

11、0mnmn1-3可编辑资料 - - - 欢迎下载精品名师归纳总结如对式 1-3 中的第 j 个子载波进行调制，然后在时间长度T 内进行积分，即：可编辑资料 - - - 欢迎下载精品名师归纳总结b.jt sT1 / Tt sN1expj 2 j i/ T t jN1t s dii0exp j 2 i/ Ttt s dt可编辑资料 - - - 欢迎下载精品名师归纳总结1 / Tdii0expj2tt s dtdjT1-4可编辑资料 - - - 欢迎下载精品名师归纳总结依据对式 1-4 可以看到，对第J 个子载波进行解调可以复原出期望的符号。而对其他载波来说，由于积分间隔内，频率差别I-J/T 可以

12、产生整数倍个周期，所以积分结果为零。这种正交性仍可以从频率角度来说明。依据式1-2 ，每个 OFDM 符号在其周期 T 内包含多个非零子载波。因此其频谱可以看作可编辑资料 - - - 欢迎下载精品名师归纳总结图 1.2 OFDM 载波是周期为 T 的矩形脉冲的频谱与一组位于各个子载波频率上的 函数的卷积。矩形脉冲频谱幅度值为 sinc.T函数，这种函数的零点显现在频率为 1/T 整数倍的位置上。图 1.3 OFDM 子载波频谱这种现象可以参见图1.3，图中给出了相互掩盖的各个子信道内经过矩形波可编辑资料 - - - 欢迎下载精品名师归纳总结形成型得到的符号的 sinc 函数频谱。在每个子载波频

13、率最大值处，全部其他子信道的频谱值恰好为零。由于在对OFDM 符号进行解调过程中，需要运算这些点上所对应的每个子载波频率的最大值，所以可以从多个相互重叠的子信道中提取每一个子信道的符号，而不会受到其他子信道的干扰。从图1.3 可以看出， OFDM 符号频谱实际上可以满意奈奎斯特准就，即多个子信道频谱之间不存在相互干扰。因此这种一个子信道频谱显现最大值而其他信道频谱为零点的特点可以防止载波间的干扰（ ICI）的显现。1.2.4 DFT 的实现傅里叶变换将时域与频域联系在一起，傅里叶变换的形式有几种，挑选哪种形式的傅里叶也变化由工作的详细环境打算。大多数信号处理使用 DFT。DFT 是常规变换的一

14、种变化形式，信号在时域和频域上均抽样。由 DFT 的定义，时间上波形连续重复，因此导致频域上频谱的连续重复。快速傅里叶变换（ FFT）仅是运算应用的一种快速数学方法，由于其高效性，使 OFDM 技术进展快速。对于 N 比较大的系统来说，式 1-1 中的 OFDM 复等效基带信号可以采纳离散傅里叶逆变换（ IDFT ）方法来实现。为了表达的简洁，可以令式 1-1 中的t s =0，并且忽视矩形函数，对于信号st 以 T/N 的速率进行抽样，即令t=kT/Nk=0,1,.,N-1 ，就得到：可编辑资料 - - - 欢迎下载精品名师归纳总结sks kT / NN 1di exp j 2 iki0/

15、N 0kN1（1-5）可编辑资料 - - - 欢迎下载精品名师归纳总结可以看到 Sk 等效为对 di 进行 IDFT 运算。同样在接收端，为了复原出原先的数据符号 di，可以对 sk 进行逆变换，即 DFT 得到：可编辑资料 - - - 欢迎下载精品名师归纳总结N1diski0expj 2 ik/N 0iN1（ 1-6）可编辑资料 - - - 欢迎下载精品名师归纳总结依据以上分析可以看到，OFDM 系统的调制和解调可以分别由IDFT 和DFT 来代替。通过 N 点的 IDFT 运算，把频域数据符号 di 变换为时域数据符号Sk ，经过射频载波调制之后，发送到无线信道中。其中每个IDFT 输出的

16、数据可编辑资料 - - - 欢迎下载精品名师归纳总结符号sk都是由全部子载波信号经过叠加而生成的，即对连续的多个经过调制的可编辑资料 - - - 欢迎下载精品名师归纳总结子载波的叠加信号进行得到的。在OFDM 系统的实际运用中，可以采纳更加便利快捷的 IFFT/FFT。N 点 DFT 运算需要实施 N2 复数乘法运算，而 IFFT 可以显著的降低运算的复杂程度。对于常用的基-2IFFT 算法来说，其复数乘法次数进仅为N/2log2N/2 。1.2.5 爱护间隔、循环前缀应用 OFDM 的一个重要缘由在于它可以有效的对抗多径时延扩展。把输入数据流串并变换到 N 个并行子信道中，使得每一个调制子载

17、波的数据周期可以扩大为原先数据符号周期的N 倍。为了最大限度的排除符号间干扰，可以在每个OFDM 符号之间插入爱护间隔（ GI），而且该爱护间隔长度 Tg 一般要大于无线信道中的最大时延扩展，这样一个符号的多径重量就不会对下一个符号造成干扰。在这段爱护间隔可以不插入任何信号，即是一段空白的传输时段。然而在这种情形下，由于多径传播的影响，会产生载波间干扰（ICI），即子载波之间的正交性被破坏，不同的子载波之间会产生干扰，这种效应如图1.4 所示，每个 OFDM 符号中都包括全部的非零子载波信号，而且可以同时显现该OFDM 符号的时延信号，图 1.4 给出了第 i 个子载波和第 2 个子载波之间的

18、周期个数之差不再是整数，所以当接收机试图对第1 个子载波进行解调时，第1 个子载波会对第 1 个子载波造成干扰。同时，当接收机对第2 个子载波进行解调时，也会存在来自第 1 个子载波的干扰。在系统带宽和数据传输速率都给定的情形下，OFDM 信号的符号速率将远远低于单载波的传输模式。例如在单载波BPSK 调制模式下，符号速率就相当于传输的比特率，而在 OFDM 中，系统带宽由 N 个子载波占用，符号速率就为单载波传输的 1/N。正是由于这种的符号速率使OFDM 系统可以自然的抗击多径传输导致的符号间干扰（ISI），另外，通过在每个符号的起始位置增加爱护 间隔可以进一步抵制 ISI，仍可以削减在接

19、收端的定时偏移错误。这种爱护间隔是一种循环复制，增加了符号的波形长度，在符号的数据部分，即将每个OFDM 符号的后时 Tg 间中的样点复制到 OFDM 符号的前面，形成前缀，在交接点没有任何间断。因此讲一个符号的尾端复制并补充到起始点增加了符号的时间长度，图 1.5 显示了爱护间隔的插入。可编辑资料 - - - 欢迎下载精品名师归纳总结其次个子载波对第一个子载波带来的 ICI 干扰保 护 间隔FFT 积分时间图 1.4 OFDM 符号推迟复制可编辑资料 - - - 欢迎下载精品名师归纳总结IFFT爱护间隔FFT 输出爱护间隔FFT可编辑资料 - - - 欢迎下载精品名师归纳总结TgFFT时间可

20、编辑资料 - - - 欢迎下载精品名师归纳总结符号N- 1Ts符号 N符号N-1可编辑资料 - - - 欢迎下载精品名师归纳总结可编辑资料 - - - 欢迎下载精品名师归纳总结符号的总长度为 Ts图 1.5 OFDM 符号形成过程TgTFFT 其中Ts 为 OFDM 符号的总长度，Tg 为抽样可编辑资料 - - - 欢迎下载精品名师归纳总结可编辑资料 - - - 欢迎下载精品名师归纳总结的爱护间隔长度，TFFT为 FFT 变换产生的无爱护间隔的 OFDM 符号长度，就在可编辑资料 - - - 欢迎下载精品名师归纳总结可编辑资料 - - - 欢迎下载精品名师归纳总结接收端抽样开头的时刻Tg 应满

21、意下式：maxTxTg可编辑资料 - - - 欢迎下载精品名师归纳总结其中max 是新到的最大多径时延扩展，当抽样满意该式时，由于前一个符号的干扰存在只会存在于0, max ，当子载波个数比较大时，OFDM 的符号周期Ts 相对于信道的脉冲响应长度max 很大，就 ISI 的影响很小，甚至会没有 ISI 的可编辑资料 - - - 欢迎下载精品名师归纳总结影响。同时，由于相邻 OFDM 符号之间的爱护间隔Tg 满意Tgmax 的要求，就可编辑资料 - - - 欢迎下载精品名师归纳总结可以完全克服 ISI 的影响。同时由于 OFDM 延时副本内全部包含的子载波的周期个数也为整数，时延信号就不会在解

22、调过程中产生ICI 。可编辑资料 - - - 欢迎下载精品名师归纳总结其次章 OFDM 仿真结构2.1 OFDM 传输系统一个完整的 OFDM系统原理框图如图 2.1 所示，在发射端，输入的高速比特流通过调制映射产生调制符号，经过串并变换变成N 条并行的低速子数据流， 每 N 个并行数据构成一个 OFDM 符号。插入导频信号后经快速傅立叶反变换 I FFT 对每个 OFDMM 符号的 N 个数据进行调制，变成的时域信号为：可编辑资料 - - - 欢迎下载精品名师归纳总结x nIFFTX mX mej2 mn/N（ 2-1）可编辑资料 - - - 欢迎下载精品名师归纳总结n0,1, N1其中 m

23、 为频域上的离散点， n 为时域上的离散点， N 为载波数目，为了在接收端有效抑 ISI，通常在每一时域 OFDM 符号前要附加上长度为 NG1 个采样的爱护间隔 在 OFDM 中爱护间隔一般选循环前缀 CP。加爱护间隔后的信号可表示为公式 2-2最终信号经并串变换及 DA 转换，由发送天线发送出去。可编辑资料 - - - 欢迎下载精品名师归纳总结xx NnnNCI,NCI1, 1可编辑资料 - - - 欢迎下载精品名师归纳总结CI nx nn0,1,2,N1（2-2）可编辑资料 - - - 欢迎下载精品名师归纳总结接收端将接收的信号进行处理，完成定时同步和载波同步。经AD 转换， 串并转换后

24、的信号可表示为公式 2-3 ：可编辑资料 - - - 欢迎下载精品名师归纳总结yCI nxCI nh nz nw n（2-3）可编辑资料 - - - 欢迎下载精品名师归纳总结然后，去 CP 后进行 FFT 解调，同时进行信道估量 依据插入的导频信号，接着将信道估量值和 FFT 解调值一同送入检测器进行相干检测，检测出每个子载波上的信息符号，最终通过反映射及信道译码复原出原始比特流。移除C P，经 FFT 变换后的信号可表示为式（ 2-4）：可编辑资料 - - - 欢迎下载精品名师归纳总结Y mFFT y n 1 / Ny n ej 2 mn / Nn0m0,1, N1Y m X m H m Z

25、 m W mm0 ,1, N12-4OFDMRn串并变换IFFT ORIDFT并行串行变换插入保护间隔xt数模变换多径传播反 OFDMh , t并串变换FFT ORDFT串行并行变换去除保护间隔ytntSn模数变换N1图 2.1 0FDM系统原理框图可编辑资料 - - - 欢迎下载精品名师归纳总结其中 H m 为信道h n的傅立叶转换，Z m为符号问干扰和载波问干扰可编辑资料 - - - 欢迎下载精品名师归纳总结可编辑资料 - - - 欢迎下载精品名师归纳总结z n 的傅立叶转换，W m 是加性高斯白噪声w n 的傅立叶转换。可编辑资料 - - - 欢迎下载精品名师归纳总结2.2 OFDM 仿

26、真构建OFDM 系统编译码的数据处理量很大，利用矩阵对信息序列进行编码，译码等大量的运算都涉及到了矩阵运算，因此采纳MATLAB来进行仿真。依据OFDM 系统原理，下面以数字广播电视（ DVB ）为例进行仿真。数字视频广播 DVB 通过两种模式利用 OFDM ，这两种模式的子载波个数分别为 1705 和 6817，依据这两种不同的子载波数量挑选所需要的FFT/IFFT 的规模，因此这两种模式也分别被称为2K 模式和 8K 模式。可编辑资料 - - - 欢迎下载精品名师归纳总结2K 系统的子载波数量仅为 8K 的 1/4，被称为 8K 的简化版本。本论文仿真的是 2K 模式的 DVB ，由于爱护

27、间隔也缩小到 8K 的 1/4，因此在单频网络内， 2K 系统处理时延扩展以及发射机之间的传输才能要下降。8K 系统的 FFT 长度为 896us，而爱护间隔可以介于 28us到 224us之间。而 2K 系统的取值只为前者的 1/4，图 2.4 和图 2.5 分别为 DVB 系统的发射机和接收机框图。可编辑资料 - - - 欢迎下载精品名师归纳总结扰码器RS外 编外交错卷机内编码内交错可编辑资料 - - - 欢迎下载精品名师归纳总结RF发 射D/A转插入保插入导频QAM护间隔映射图 2.4 DVB 系统的发射机框图在发射端，数据被分为如干组，每组内包含188B，它们通过加扰码和外码R-S 编

28、码，能够在 204B 帧内订正 8 个错误字节。然后，对经过编码的比特由交错器在 12B 深度内进行交错。并在按编码效率为1/2，约束长度为 7，生成多项式171，133的卷积码进行编码。通过打孔，编码效率可以提高到2/3， 3/4， 5/6 以及 7/8。最终，经卷积编码的比特再经过内交错器的交错，被映射为4QAM 。可编辑资料 - - - 欢迎下载精品名师归纳总结AGC模拟前缀信号、与 A/D 转换、与降频转换FFT帧同步粗 频率偏差估量映射信道估量频 率 解 交错卷积译 码器时间解 交错RS译 码器可编辑资料 - - - 欢迎下载精品名师归纳总结图 2.5 DVB 系统的接收框图在接收端

29、，要执行相干QAM 解调，就必需得到参考幅度、相位，这就要求发送导频子载波。对 8K 模式来说，每个 OFDM 符号内包含 768 个导频，剩余 6048 个子载波用于数据传输，对于2K 模式来说，每个OFDM 符号内包含192 导频，剩余 1512个子载波供应数据使用。导频位置图样在每4 个 OFDM 符号中重复一次，但是符号和符号之间是不同的。可编辑资料 - - - 欢迎下载精品名师归纳总结第三章 OFD M仿真实现及结果3.1 OFDM 发送模块一个从t s 时刻开头的 OFDM 符号可以表示为：stReNs/ 21diNs /2 exp j 2 （ f c-tNs/2t sttsTi0

30、.5T）tt s st 0tt s或tTt s 3-1其中， di 为复合调制符号， Ns 为载波数， T 为符号连续时间， f c 为载波频率，标准的 DVB （数字视频广播）表示如下：67k m axs t Reexpj 2f c t0 l0 kc m , l , kk m inm , l , k t m3-2j 2T uk tl T s68m T s m , l , k t exp0 l其它68m T s其中：k 为载波数。l为 OFDM 符号数。m 为传输帧数。K 为已传输载波数。T s 为符号连续时间。可编辑资料 - - - 欢迎下载精品名师归纳总结T u 为时延载波间隔时间。为爱护

31、间隔。fc为射频信号中心频率。可编辑资料 - - - 欢迎下载精品名师归纳总结k 为载波相对中心频率， kk KmaxKmin / 2 。可编辑资料 - - - 欢迎下载精品名师归纳总结可编辑资料 - - - 欢迎下载精品名师归纳总结cm,0, kcm,1, kcm,63, k为复合符号表示 m幁中第 1 个数据符号的第 k 个载波。 为复合符号表示 m幁中第 2 个数据符号的第 k 个载波。为复合符号表示 m幁中第 64 个数据符号的第 k 个载波。可编辑资料 - - - 欢迎下载精品名师归纳总结在此采纳传输速率为2K 的数字广播发送标准，这种模式在数字广播电视（ DTV ）中被定义为移动接

32、收标准。传送的OFDM 符号由很多帧结构组成，每一帧连续时间为 TF 共包含 68 个 OFDM 符号。四个帧组成一个大帧结构.每一个符号是由 2K 模式下 1705 个子载波构成并且其传输连续时间为 Ts .在符号连续时可编辑资料 - - - 欢迎下载精品名师归纳总结间Ts 中有效符号连续时间为3.1：Tu ,爱护间隔时间为。2K 模式的详细参数参见表表 3.1 2K模式 OFDM参数可编辑资料 - - - 欢迎下载精品名师归纳总结参数2K 模型载波数目 K1705可编辑资料 - - - 欢迎下载精品名师归纳总结最小载波数K min0可编辑资料 - - - 欢迎下载精品名师归纳总结最大载波数

33、连续时间 载波间隔K man Tu 1/T u1704224s4464Hz可编辑资料 - - - 欢迎下载精品名师归纳总结最小载波K min 与最大载波K manK-1/Tu7.61MHz可编辑资料 - - - 欢迎下载精品名师归纳总结间隔答应爱护间隔时间/ Tu1/41/81/161/32有效符号连续时间Tu2048T224s爱护见个连续时间512 T256 T128 T64 T56s28s14s56s基本周期 T7/64sOFDM符号连续时间Ts =+ Tu2560 T2304 T2176 T2112 T280s252s238s231s从 t=0 到 t= Ts 对式 3-2 进行分析可以

34、得到式 3-3：可编辑资料 - - - 欢迎下载精品名师归纳总结st Re ej 2f ctk maxc 0 ,0 , kj 2k t / Tu可编辑资料 - - - 欢迎下载精品名师归纳总结ekK min可编辑资料 - - - 欢迎下载精品名师归纳总结kk KminK max / 23-3可编辑资料 - - - 欢迎下载精品名师归纳总结很明显上式与反傅里叶变换（ IDF）有相像之处：Nj 2 nq可编辑资料 - - - 欢迎下载精品名师归纳总结xn1 /N 1NXqeq03-4可编辑资料 - - - 欢迎下载精品名师归纳总结有很多不同的 FFT 算法可以实现离散傅里叶变换（ DFT）及离散傅

35、里叶反变换（ IDFT）这样就很便利实际应用中形成N 个样本 xn 使其对应的每个符号有可编辑资料 - - - 欢迎下载精品名师归纳总结用部分的连续时间为Tu 。在时间爱护间隔内将后面N/ Tu 个样点复制到前面，可编辑资料 - - - 欢迎下载精品名师归纳总结然后经过集成上行转换使信 st的中心频率为 f c。3.2 OFDM 符号的产生OFDM 频谱主要集中在 f c邻近，一种比较便利的实现方法是利用2-FFT 和2-IFFT并且以 T/2作为其基本周期。从表格 2.1可以看出， OFDM 符号连续时间为Tu ，其为 2048点的IFFT 变换。因此要进行 4096点的IFFT。图3.2给

36、出了OFDM 符号产生方框图，其中部分变量已标示出其用于Matlab代码中以便利分析。 T定义为信号的基本周期，既然模拟的是一个带通信号就必需考虑其时间周期1/Rs 其至少为载波频率的两倍。更一般的，用其整数倍Rs=40/T。这样一个关系式使载波频率接近于 902MHz，其描述如图 3.2所示。第一，随机产生一个长为3412 的二进制序列。然后，采纳 QAM 映射，每两位二进制比特映射成 1 j 中的一个。之后，进行 4096点IFFT变换，先变为模拟值，再通过一个巴特沃斯低 通滤波器，最终在发射端上变频到射频段以s t 发送出去。可编辑资料 - - - 欢迎下载精品名师归纳总结17054-

37、QAMAinfo4096IFFTgtBC载UDStTE可编辑资料 - - - 欢迎下载精品名师归纳总结波carriersT/2fp1/TFUOfc可编辑资料 - - - 欢迎下载精品名师归纳总结3.23.2模拟模产拟生产生OFODFMD符M符号号可编辑资料 - - - 欢迎下载精品名师归纳总结在信源符号 A 中加入 4906-1708=2391个零使其取样为原先的两倍并达到预期的中心频率。从图 3.3 和 3.4 可以看出这样做的成效使得载波以T/2 作为其时间周期。同时也留意到载波为离散时间的基带信号，用发送滤波器产生一个连度幅时间度幅图 3.4在点 B 处载波信号的频率响应图 3.5 gt脉冲信号续时间信号 gt作为复信号载波。其脉冲响应和脉冲外形如图3.5 所示。时间图 3.3（ s）信号载波在B 处时域响应可编辑资料 - - - 欢迎下载精品名师归纳总结这个发射滤波器在时域和频域的输出显示在图3.7 和图 3.8 中。图 3.8 的频率响应是周期的，这是由于离散时间信号在频域是周期的，其频谱带宽取决于Rs。Ut的周期是 T/2，重建滤波器将会有 T/2=18.286-7.61=10.675MHz 的过渡带 宽 可 以 利 用 。 如 果 用 N 点 IF